基于0.15 μm GaN 工藝的2～18 GHz 兩級分布式放大器

賈 潔，蔡利康

（中國電子科技集團公司第五十五研究所，南京 210016）

1 引言

超寬帶放大器是超寬帶通信系統(tǒng)中的關鍵部件，無線通信技術的飛速發(fā)展使無線通信領域對其需求與日俱增。超寬帶放大器的主要實現方案包括雙輸入共柵共源結構放大器、反饋式放大器、分布式放大器、有耗匹配式放大器等[1-2]。本文通過兩級分布式放大器方案，在2~18 GHz 的頻率范圍內實現了較好的增益、增益平坦度、駐波等技術指標。

GaN 材料屬于第三代寬禁帶半導體，擊穿場強高和電流密度大是其顯著優(yōu)點，擊穿電壓高意味著器件可以具備更高的工作電壓，獲得更高的輸出功率[3]。氮化鎵器件的功率密度可以做到砷化鎵的10 倍，即同樣的功率，GaN 器件可以以更小的尺寸來實現，而更小的器件尺寸具有更低的寄生效應、更高的阻抗，這對于分布式放大器設計是很有益的。本文介紹的電路設計，工作電壓為25 V、功耗小于10 W，在2~18 GHz 內實現了輸出功率大于30 dBm、小信號增益大于20 dB、小信號增益平坦度小于3 dB、輸入輸出回波損耗小于-10 dB。國內外對應用GaAs 和GaN 設計的超寬帶MMIC 均有報道，其中國內有文章報道2~20 GHz 超寬帶功放，功率(＞39.5 dBm)和效率(＞15%)[1]優(yōu)于本文介紹的電路，但是由于其是單級放大器，增益只有8dB。

2 電路分析與設計

2.1 分布式放大器原理

常用的超寬帶放大器芯片拓撲結構主要有行波放大器和電抗放大器兩種[2,4]。電抗匹配放大器具有輸出增益高、功率大等特點，但帶寬一般只有3 個倍頻程左右，行波放大器頻帶最高能有幾十個倍頻程[5]，同時結構簡單、易于實現。本次設計要達到9 個倍頻程，所以采用分布式放大器結構。目前國外已有采用GaN HEMT 實現10 個倍頻程帶寬、功率10 W 左右的放大器。1936 年，PERCIVAL 首先提出分布式放大器這一概念。1948 年，GINZTON 首次將該結構命名為分布式放大器[6]。1969 年起，固態(tài)器件開始應用于分布式放大器設計。

分布式放大器由多個器件并聯(lián)構成，輸入輸出信號在傳輸線上傳播，構成了2 條人工傳輸線。輸入信號在串聯(lián)于FET 柵極的電感上依次傳輸，激勵各級FET，最后吸收于電阻Rin。信號被放大后，通過FET 漏極傳輸到與漏極串聯(lián)的電感上，兩個相鄰的被放大信號的相位差為e-jwL，漏極電感L 可以補償各放大信號間的相位差，因此所有放大信號在輸出端可以形成同相疊加，成為最終的放大信號。

圖1 分布式放大器原理

本文報道了一款基于 0.15 μm GaN 工藝的2~18 GHz 超寬帶功放芯片，通過兩級放大提升了總體增益，優(yōu)化了輸入端結構，全部頻帶內優(yōu)化了輸入駐波。

2.2 電路設計

為了在高頻段實現足夠的單級增益，電路選取了短指的模型管，前級采用4 μm×40 μm 單指柵寬的模型管，末級采用4 μm×60 μm 單指柵寬的模型管。由于帶寬較寬，傳統(tǒng)電路無法實現較好的帶內增益平坦度，故采用分布式放大器結構；由于單級放大器只能提供15 dB 左右的小信號增益，為了實現20 dB 以上的增益，采用了兩級分布式放大器結構。整個電路選取前級總柵寬為 0.480 mm，采用 3 個 4 μm×40 μm HEMT 并聯(lián)；選取末級總柵寬為1.44 mm，采用6 個4 μm×600 μm HEMT 并聯(lián)。

4 μm×60 μm 單管工作在 2 GHz 時具有 25 dB 的增益，在18 GHz 時有15 dB 的增益，整個帶內具有接近10 dB 的增益差（見圖2），為了平滑增益，電路在多處采用了有耗匹配的方式和高通濾波結構。為了提升電路的穩(wěn)定性，同時降低低頻增益，提升管芯輸入端的阻抗，所有管芯的輸入端都串聯(lián)有50 Ω 的電阻和0.6 pF 的電容并聯(lián)結構。電路的穩(wěn)定因子曲線如圖3所示，電路在17 GHz 左右具有最低的穩(wěn)定因子，在1~22 GHz 范圍內穩(wěn)定因子大于1.4。

圖 2 4 μm×60 μm PCM 圖形的最大增益特性

圖3 電路的穩(wěn)定因子曲線

為了改善輸入駐波，輸入端采用有耗匹配，采用特殊的結構使得低頻段損耗大，高頻端損耗較小。

為了保證在9 個倍頻程內的輸入駐波、平滑低頻增益，特別設計了有耗輸入端匹配結構（圖4），在輸入級設計了RC 串聯(lián)到地，然后RC 并聯(lián)到管芯輸入端的結構，實際測試通過改結構，帶內輸入回波損耗小于-10 dB，同時降低了低頻增益并使其平滑。

圖4 輸入端有耗匹配結構

2.3 電路制作

電路在10.16 cm GaN HEMT 外延材料上制作，外延材料由MOCVD 設備在SiC 襯底上生長。圖5 為0.15 μm 柵場板結構GaN HEMT 的材料橫截面示意圖。外延材料由成核層（Nucleation layer）、GaN buffer（Fe 摻雜）、GaN 溝道層（GaN channel）、AlGaN 勢壘層（AlGaN barrier） 和 GaN 帽層（GaN cap） 組成,其中AlGaN 勢壘層未摻雜[7]。

圖5 GaN HEMT 器件橫截面示意圖

行波放大器采用 0.15 μm 工藝、100 mm GaN HEMT MMIC 技術制作，制作工藝主要包括：(1)歐姆接觸，蒸發(fā)Ti/Al/Ni/Au，在860 ℃條件下形成源和漏的歐姆接觸，接觸電阻小于0.5 Ω·mm；(2)器件隔離，采用B 離子注入形成有源區(qū)；(3)鈍化，采用SiN 保護柵和GaN 表面，優(yōu)化擊穿電壓；(4) 肖特基接觸采用WN 金屬形成肖特基勢壘，可以有效地提高器件高溫下工作的穩(wěn)定性；(5)正面采用4 μm 的金進行電鍍，能夠有效降低高頻損耗；(6)SiC 襯底減薄至80 μm，采用背面通孔工藝實現接地，背面采用加厚金層保證接地良好。

2.4 實際測試結果

本文設計的 MMIC 在 0.15 μm GaN HEMT 工藝平臺完成實物流片，芯片實物照片見圖6，該2~18 GHz功率放大器芯片面積為4.5 mm×3 mm。

圖6 加工后的電路照片

小信號增益的模擬和實測對比如圖7 所示。芯片在2~18 GHz 帶寬內實現了20 dB 以上的小信號增益，帶內平坦度小于±1.5 dB。電路的飽和輸出功率和效率如圖8 所示。在15dBm 的大信號注入下，實現了30dBm以上的輸出功率和7%以上的功率附加效率（PAE）。增益的仿真結果和實際測試結果有差異，可能是工藝離散和器件模型不精確造成的，實際測試結果和仿真的趨勢是基本一致的。

圖7 小信號增益的模擬與實測對比

圖8 電路的飽和輸出功率和效率

器件工作在大信號時，在12 GHz 左右有一個功率低點和效率低點，可能是輸出的阻抗匹配不合理造成的，但由于缺乏精確的大信號模型，無法仿真該處的大信號狀態(tài)。

實測小信號下的輸入駐波如圖9 所示。由于輸入端的特殊設計使得整個帶寬內駐波比都小于-10 dB，電路的應用將更加方便。本文設計的分布式放大器與其他文獻中相類似的電路性能比較如表1 所示，GaN HEMT 工藝較CMOS 工藝和GaAs PHEMT 工藝在輸出功率上有很大優(yōu)勢，與同樣采取0.15 μm GaN HEMT 工藝設計實現的另外一種分布式放大器相比，本文設計的電路在增益方面有比較明顯的優(yōu)勢。

圖9 實測小信號下的輸入駐波

表1 本文設計的功率放大器與其他文獻的參數比較

3 結論

本文利用0.15 μm GaN HEMT 工藝平臺成功設計加工出2~18 GHz 分布式單片放大器，實際測試結果跟仿真結果基本相符，在增益方面有比較突出的優(yōu)勢。另外，本次設計的分布式單片放大器在帶寬、輸入駐波、功率平坦度等指標也表現出良好的綜合性能。測試結果表明GaN HEMT 分布式放大結構在超寬帶功率放大器領域具有較大的潛力和競爭力，同時分布式放大器效率偏低的缺點也是需要逐步解決的問題。