一種20～30 GHz高增益混頻器設(shè)計(jì)

孟益超，文進(jìn)才，孫玲玲

(杭州電子科技大學(xué)射頻電路與系統(tǒng)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，浙江 杭州 310018)

0 引 言

隨著科技的發(fā)展，射頻接收機(jī)成為研究熱點(diǎn)。作為接收機(jī)前端核心電路的下變頻混頻器，其作用是通過(guò)下變頻射頻信號(hào)到中頻信號(hào)，進(jìn)一步可供后續(xù)電路使用。由于下變頻混頻器的轉(zhuǎn)換增益高低對(duì)接收機(jī)中后續(xù)電路的性能影響較大，轉(zhuǎn)換增益的提高一直是研究的熱點(diǎn)與難點(diǎn)。20～30 GHz的工作帶寬覆蓋了完整28 GHz的5G毫米波頻段，該頻段的混頻器是一大研究熱點(diǎn)[1]?；贑MOS工藝的下變頻混頻器的研究主要包括有源混頻器和無(wú)源混頻器，其中無(wú)源混頻器雖然轉(zhuǎn)換損耗大，但結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn)[2]，一般可使用反向并聯(lián)二極管對(duì)(Antiparallel Diode Pair，APDP)結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)[3]。為降低本振信號(hào)的輸入功率，無(wú)源混頻器可以使用互補(bǔ)開(kāi)關(guān)晶體管的方式設(shè)計(jì)[4]。有源混頻器一般采用吉爾伯特單元設(shè)計(jì)，采用巴倫對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行差分輸入，通過(guò)附加的線性化電路來(lái)提高電路線性度[5]，并使用寄生電容消除、負(fù)電阻補(bǔ)償技術(shù)、電流注入技術(shù)與源極退化技術(shù)提高轉(zhuǎn)換增益[6-7]，在電源處插入諧振電感的設(shè)計(jì)方式也可實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換增益的提高[8]。本文采用增加緩沖放大級(jí)的方法，設(shè)計(jì)了一種20～30 GHz頻段內(nèi)的下變頻混頻器，為5G技術(shù)中混頻器設(shè)計(jì)提供一定的借鑒。

圖1 混頻器符號(hào)

1 混頻器的電路設(shè)計(jì)

混頻器的主要功能是利用電子元器件的非線性特性，實(shí)現(xiàn)頻率轉(zhuǎn)換。混頻器的符號(hào)如圖1所示。圖1中，混頻器一般包含3個(gè)端口：射頻(RF)端口、本振(LO)端口和中頻(IF)端口，其中RF與LO為混頻器輸入端口，IF則為輸出端口，fRF，fLO與fIF則分別表示3個(gè)端口對(duì)應(yīng)的信號(hào)頻率。混頻器的功能是將2路信號(hào)混頻，即將2路輸入信號(hào)的頻率fRF與fLO相乘，這也是實(shí)現(xiàn)頻譜搬移的最基本手段?；祛l器分為下變頻與上變頻，當(dāng)混頻器被用作上混頻時(shí)，fIF=fLO+fRF，被用作下混頻時(shí)，fIF=|fLO-fRF|。

本文設(shè)計(jì)的20～30 GHz下變頻混器以實(shí)現(xiàn)大于6 dB的高轉(zhuǎn)換增益為目標(biāo)，核心電路采用雙平衡吉爾伯特結(jié)構(gòu)。通過(guò)設(shè)計(jì)變壓器巴倫來(lái)實(shí)現(xiàn)本振信號(hào)與射頻信號(hào)的差分輸入，電路輸出端口的緩沖放大電路進(jìn)一步提高了混頻器的轉(zhuǎn)換增益，電路輸入端口匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)提高了信號(hào)與電路的匹配度，減少了信號(hào)的回波損耗。

1.1 混頻器原理圖設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)的混頻器原理圖如2所示。通過(guò)變壓器巴倫實(shí)現(xiàn)信號(hào)本振LO信號(hào)(20～30 GHz)和射頻RF信號(hào)(20.1～30.1 GHz)的差分輸入，同樣以差分的形式將中頻信號(hào)IF(100 MHz)輸出。為了得到更優(yōu)的電路性能，在巴倫之后增加了匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)。直流電源VG與VDD為晶體管分別提供柵極電壓和漏壓電壓，并使其在偏置狀態(tài)工作。電容C3，C4，C5與C6作為隔直電容添加在2種信號(hào)的輸入端。采用電容C1與C2并聯(lián)在直流電源處，防止交流信號(hào)對(duì)電源帶來(lái)高頻串?dāng)_和噪聲。

圖2 混頻器的原理圖

本文設(shè)計(jì)的電路結(jié)構(gòu)基于吉爾伯特單元，圖2中共有6個(gè)電阻，其中R1與R2用于隔離晶體管柵極的偏置網(wǎng)絡(luò)和本振信號(hào)，R3與R4用于提供晶體管直流路徑。晶體管M1～M4統(tǒng)一都為nMOS型，通過(guò)本振信號(hào)的控制，4個(gè)晶體管都工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)。其中晶體管M1與M4分為一組，其余晶體管M2與M3分為另外一組。一般采用余弦信號(hào)作為本振信號(hào)，當(dāng)信號(hào)處于正半周期時(shí)，晶體管M1與M4為導(dǎo)通態(tài)，而晶體管M2與M3為截止態(tài)；當(dāng)本振信號(hào)處為負(fù)半周期，M1與M4處于截止態(tài)，而M2與M3則為導(dǎo)通態(tài)。

圖3 開(kāi)關(guān)電路原理圖

圖3為圖2混頻器原理圖中晶體管M1～M4組成的開(kāi)關(guān)電路原理圖，通過(guò)分析電路中的電壓進(jìn)一步解釋其工作原理。當(dāng)本振信號(hào)為正半周時(shí)，M1漏極輸出為VLO+VRF+，M4漏極輸出為VLO+VRF-；而當(dāng)M2與M3處于工作狀態(tài)時(shí)，M2漏極輸出為VLO-VRF+，M3漏極輸出為VLO-VRF-，得出整個(gè)信號(hào)周期內(nèi)IF+端信號(hào)為VLO+VRF++VLO-VRF-，IF-端信號(hào)為VLO+VRF-+VLO-VRF+。由于信號(hào)以差分形式輸入，則有VLO+=-VLO-，VRF+=-VRF-，得到IF+=2VLO+VRF+=-2VLO+VRF-=IF-。

考慮到采用普通吉爾伯特單元所能實(shí)現(xiàn)的增益不能滿足要求，為了加強(qiáng)混頻器電路的轉(zhuǎn)換增益，基于吉爾伯特單元，在2個(gè)中頻輸出端口分別增加了電阻反饋跨導(dǎo)放大器，其中M5(nMOS型)和M7(pMOS型)組成中頻信號(hào)IF+跨導(dǎo)放大器，而M6(nMOS型)和M8(pMOS型)組成中頻信號(hào)IF-跨導(dǎo)放大器。這部分電路原理圖如圖2虛線框所示。R5與R6則為2路信號(hào)的放大器提供電阻反饋，并將輸出的中頻信號(hào)從電流輸出轉(zhuǎn)換成電壓輸出信號(hào)。緩沖放大級(jí)通過(guò)增強(qiáng)開(kāi)關(guān)電路輸出的中頻信號(hào)，進(jìn)一步提高混頻器的轉(zhuǎn)換增益。

1.2 巴倫設(shè)計(jì)

圖4 巴倫結(jié)構(gòu)圖

變壓器巴倫的設(shè)計(jì)如圖4所示。巴倫由4層線圈組成，巴倫左端為單口輸入，另一端口懸空，右端有2個(gè)輸出端口，將輸入信號(hào)差分為2路幅度相等、相位相反的信號(hào)。巴倫的中心抽頭處通過(guò)電容C接地，通過(guò)該電容對(duì)巴倫2個(gè)輸出端口相位等性能進(jìn)行調(diào)優(yōu)，最終確定值為870 fF。

采用ADS仿真軟件對(duì)變壓器巴倫性能進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖5所示。圖5(a)中，頻段為20～30 GHz時(shí)，變壓器巴倫輸入端口回波損耗S11在-12 dB附近，其中2個(gè)輸出端口的插損為-4±0.5 dB，插損十分平衡且平穩(wěn)。在圖5(b)中，當(dāng)頻段范圍為20～30 GHz時(shí)，2個(gè)輸出端口之間的相位差為180°±5°。

圖5 仿真獲得的變壓器巴倫性能曲線

1.3 匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

圖6 本振端口的匹配網(wǎng)絡(luò)

為了提高電路性能，在變壓器巴倫與核心電路之間增加匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)，匹配網(wǎng)絡(luò)一般由電感、電容或電感與電容的組合來(lái)實(shí)現(xiàn)。對(duì)電路的本振輸入端口進(jìn)行阻抗匹配，本振端口的匹配網(wǎng)電路如圖6所示。圖6中，a點(diǎn)之后連接混頻器電路，e點(diǎn)為本振輸入。由仿真可知：本振輸入端口頻點(diǎn)為25 GHz處的輸入阻抗是18.6-j×125.1 Ω，平分阻抗到2路信號(hào)，可知起始點(diǎn)a輸入阻抗為9.3-j×71.4 Ω，其中阻抗單位為歐姆，j為虛部。匹配網(wǎng)絡(luò)分為4塊，由a點(diǎn)出發(fā)串聯(lián)269 pH的1個(gè)電感L1達(dá)b點(diǎn)，再并聯(lián)感值為203 pH的1個(gè)接地電感L2到c點(diǎn)。虛線框是變壓器巴倫的等效電路，采用電容C與電感L3并聯(lián)構(gòu)成，c點(diǎn)經(jīng)過(guò)接地電感L3到達(dá)d，最后經(jīng)電容C到達(dá)e點(diǎn)。

本振端口在史密斯圓圖上的阻抗匹配如圖7(a)中所示，混頻器本振端口反射系數(shù)匹配前后變化如圖7(b)所示。由圖7可知：匹配前，頻段內(nèi)的反射系數(shù)位于中心點(diǎn)的外，匹配后，反射系數(shù)曲線位于圖7(b)中心附近，且中心頻點(diǎn)與圖(a)中e點(diǎn)位置相近。

圖7 本振端口中心頻點(diǎn)25 GHz的阻抗匹配

由于射頻端口與本振端口的匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)相同，只需將圖6中由a到b點(diǎn)的L1電感值變?yōu)?29 pH，而b到c點(diǎn)的接地電感L2的電感值變?yōu)?35 pH，得到射頻端口在中心頻點(diǎn)25 GHz的史密斯圓圖阻抗匹配如圖8所示，從圖8(a)可以看出，最終得到的匹配點(diǎn)e十分接近史密斯圓圖中心；從圖8(b)可以看出，匹配前后端口反射系數(shù)變化較大，且中心頻點(diǎn)25 GHz接近中心處，匹配結(jié)果良好。

圖8 射頻端口中心頻點(diǎn)25 GHz的阻抗匹配

2 混頻器版圖與仿真

將變壓器巴倫與核心電路組合后，基于0.18 μm的 CMOS工藝，在20～30 GHz的變頻混頻器設(shè)計(jì)版圖如圖9所示。版圖總共包括6個(gè)信號(hào)PAD，分別為本振輸入PAD，射頻輸入PAD，2個(gè)直流電源PAD和2個(gè)中頻輸出PAD。版圖的面積是1.41 mm×0.88 mm。

圖9 20～30 GHz下變頻混頻器版圖

所設(shè)計(jì)的芯片仍在流片，因此本文僅對(duì)混頻器的性能仿真，如圖10所示。從圖10(a)看出，混頻器在20～30 GHz的全頻段達(dá)到優(yōu)于7.8 dB的增益，最優(yōu)達(dá)到9.8 dB。從圖10(b)看出，中頻輸出0.1～1.0 GHz時(shí)，其帶來(lái)的噪聲系數(shù)范圍是15.5～16.0 dB；圖10(c)是3個(gè)端口的隔離度，LO-RF之間的隔離度為-36～-29 dB之間，LO-IF的隔離在-27 dB以下，RF-IF的隔離度是-42～-34 dB之間。從圖10(d)看出，本文設(shè)計(jì)所達(dá)到的1dB壓縮點(diǎn)，在中心頻點(diǎn)25 GHz處為-13.6 dBm。

圖10 20～30 GHz頻率范圍混頻器的仿真結(jié)果

本文設(shè)計(jì)與其他設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)的下變頻混頻器性能參數(shù)對(duì)比情況如表1所示。

表1 不同結(jié)構(gòu)的下變頻混頻器性能對(duì)比

由表1可知，無(wú)源結(jié)構(gòu)混頻器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但轉(zhuǎn)換增益較低；有源結(jié)構(gòu)混頻器的轉(zhuǎn)換增益得到提高，導(dǎo)致直流功耗增大。本設(shè)計(jì)在20～30 GHz頻率范圍內(nèi)和較低的本振功率下，實(shí)現(xiàn)了良好的轉(zhuǎn)換增益，改良的吉爾伯特結(jié)構(gòu)使得電路擁有良好的端口隔離度。但是，本設(shè)計(jì)中，由于緩沖放大級(jí)電路的存在導(dǎo)致晶體管數(shù)量增加，造成直流功耗的增大。而且，由于本振信號(hào)與射頻信號(hào)需要采用變壓器巴倫差分輸入，因此使設(shè)計(jì)版圖增大，并進(jìn)一步使混頻器的整體電路增加了面積，相比其他設(shè)計(jì)，本設(shè)計(jì)還需要進(jìn)一步改進(jìn)。

3 結(jié)束語(yǔ)

本文基于0.18 μm CMOS工藝設(shè)計(jì)了一款使用吉爾伯特單元的20～30 GHz下變頻混頻器。對(duì)比普通吉爾伯特結(jié)構(gòu)的下變頻混頻器，本文設(shè)計(jì)的緩沖放大級(jí)電路對(duì)中頻輸出信號(hào)進(jìn)行放大，提高了混頻器的轉(zhuǎn)換增益，實(shí)現(xiàn)了預(yù)定大于6 dB的高轉(zhuǎn)換增益目標(biāo)。但是，電路復(fù)雜度的增加和額外元件的引入使得電路的功耗上升，如何同時(shí)實(shí)現(xiàn)高轉(zhuǎn)換增益與低功耗仍是設(shè)計(jì)難點(diǎn)。