低占空比高增益Δ 源DC-DC 變換器

房緒鵬，李鑫媛，闞興宸，薄常輝

(山東科技大學(xué)電氣與自動化工程學(xué)院，山東 青島 266590)

近年來，我國化石燃料能源正逐漸失去其主導(dǎo)地位，新能源持續(xù)快速增長，在電網(wǎng)中占比日益提高，逐步進(jìn)入大規(guī)模發(fā)展階段，目前風(fēng)電、太陽能裝機(jī)容量均居世界第一[1]。新能源發(fā)電隨著技術(shù)與經(jīng)驗的成熟，定會成為我國最重要的發(fā)電方式之一[2]。

因此，許許多多的功率變換器應(yīng)運而生，例如供給直流負(fù)載的DC-DC 轉(zhuǎn)換器，供給交流負(fù)載的DCAC 傳統(tǒng)逆變器或者需要經(jīng)過升降壓逆變才能供給交流負(fù)載的改進(jìn)型逆變器。隨著新能源發(fā)電技術(shù)的不斷進(jìn)步，研究者們對變換器種類和性能的研究也在不斷深入。例如，2002 年出現(xiàn)的Z 源逆變器[3]，由于其優(yōu)良的性能，被廣泛應(yīng)用于很多領(lǐng)域，但存在輸入電流不連續(xù)、沒有公共接地的缺點。此后，學(xué)者們又相繼提出各種性能更加優(yōu)良的準(zhǔn)Z 源結(jié)構(gòu)[4]、開關(guān)電感結(jié)構(gòu)[5]、耦合電感結(jié)構(gòu)[6]等。特別是近幾年才被提出的耦合電感結(jié)構(gòu)，以其升壓靈活、升壓能力更強(qiáng)的優(yōu)點，在很多領(lǐng)域得到了應(yīng)用。

文獻(xiàn)[7]提出了一種Y 源變換器，雖然它具有連續(xù)的輸入電流和公共接地，但是這種轉(zhuǎn)換器在較低的占空比下具有較低的電壓增益。之后，學(xué)者們深入研究提出了性能更加優(yōu)越的Y 源變換器[8]，文獻(xiàn)[9-10]中所述的變換器是其他類型的阻抗源變換器，其中電壓增益取決于占空比，高占空比條件下才能獲得高電壓增益。在高占空比下工作意味著更大的開關(guān)損耗，此外，組成這些變換器的元件數(shù)量很多，增加了成本。由此有些學(xué)者又相繼提出了Δ 源變換器[11-13]，它是一種新型的三耦合電感的阻抗源變換器。與傳統(tǒng)的Y 源網(wǎng)絡(luò)相比，傳統(tǒng)Δ 源網(wǎng)絡(luò)具有更小的漏感。此外，其繞組較小，從而提高了效率。該結(jié)構(gòu)的另一個優(yōu)點是其較小的磁化電流，從而使鐵芯尺寸更小。該結(jié)構(gòu)的缺點是由于磁化電流紋波較大，其鐵芯損耗較高。本文提出的Δ 源變換器不僅繼承了上述網(wǎng)絡(luò)的優(yōu)點，還實現(xiàn)了工作在較低占空比下仍能獲得較高的升壓因子，而且磁化電流和磁化電流紋波都有所減小。

1 低占空比高增益Δ 源變換器工作原理

圖1 為所提出的Δ 源變換器主電路，它是在準(zhǔn)Z 源和Δ 源變換器基礎(chǔ)上提出的。將準(zhǔn)Z 源變換器和傳統(tǒng)Δ 源變換器拓?fù)溥M(jìn)行融合，在傳統(tǒng)Δ 源變換器拓?fù)渲屑尤腚姼小㈦娙?、二極管等器件，使得新拓?fù)渚哂羞@兩類變換器的雙重優(yōu)點。

圖1 低占空比高電壓增益Δ 源變換器

該電路主要有兩種運行狀態(tài):直通狀態(tài)(開關(guān)S導(dǎo)通)和非直通狀態(tài)(開關(guān)S 關(guān)斷)。這兩種狀態(tài)的等效電路如圖2 所示。

圖2 低占空比高電壓增益Δ 源等效電路圖

當(dāng)電路處于直通狀態(tài)時，如圖2(a)所示，負(fù)載側(cè)直通狀態(tài)等效成短路，電源Vin與電感L、電容C1構(gòu)成回路，三角耦合網(wǎng)絡(luò)和電容C2、電容C1分別構(gòu)成回路。對磁化電感Lm和電感L列寫KVL 方程有:

當(dāng)電路處于非直通狀態(tài)時，如圖2 所示，二極管D1，D2均不導(dǎo)通，負(fù)載側(cè)處于正常狀態(tài)。由于負(fù)載一般是感性的，將其等效為一個電流源，這時直流電源和電感L以及耦合電感網(wǎng)絡(luò)一邊向電容C1、C2充電，一邊向負(fù)載供電，對磁化電感Lm和電感L列寫KVL 方程:

通過在一個開關(guān)周期對磁化電感Lm和電感L上的電壓應(yīng)用伏秒平衡公式可列出:

由以上公式得:

低直通占空比高增益變換器電壓增益為:

式中:K為變比，d為占空比。

為了更好地比較分析該變換器的優(yōu)越性能，本文對傳統(tǒng)Δ 源(如圖3)進(jìn)行了簡單介紹。由文獻(xiàn)[11]可得其主要參數(shù)如表1 所示。

圖3 傳統(tǒng)Δ 源變換器

表1 Δ 與IΔ 變換器各項參數(shù)對比

表1 簡要比較了兩種阻抗網(wǎng)絡(luò)的不同參數(shù)。很明顯，IΔ 具有低占空比高電壓增益的優(yōu)點，同時磁化電流降低，磁芯尺寸變小。在相同的輸入電壓下，電容器電壓應(yīng)力也大大減小。

2 低占空比高增益Δ 源特性分析

2.1 升壓能力的比較

為了更好地說明所提出變換器的升壓性能，圖4繪制了該變換器在不同K和d值下的電壓增益，由圖中不難發(fā)現(xiàn)，本文提出變換器工作在低占空比下仍能獲得較高的電壓增益，降低了開關(guān)損耗，提高了輸出質(zhì)量。

圖4 電壓增益曲線

2.2 磁化電流和磁芯尺寸比較

ST 段時間的最大儲能決定磁芯尺寸。最大能量與最大磁化電流的平方有關(guān)，可通過以下公式計算:

式中:Im和Δim分別為磁化電流的平均值和紋波值。從理論上講，磁化電流im由繞組電流根據(jù)安培定律確定如下:

在直通狀態(tài)下，很顯然可以由圖2(a)和式(13)列出:

由式(14)～式(16)得:

同理在非直通狀態(tài)下可得:

由式(19)～式(21)可得:

將每個狀態(tài)的平均電流代入式(17)、式(18)、式(22)、式(23)，ST 和NST 狀態(tài)下的平均電容器電流計算如下:

在開關(guān)周期內(nèi)，對電容器C1、C2進(jìn)行安培秒平衡計算得出平均磁化電流平均值如下:

同時，磁化電流的紋波分量為:

在NST 狀態(tài)下，磁化電流紋波可以表示為:

通過對Δ 源采用相同的方法，可獲得磁化電流的平均值和紋波分量的以下結(jié)果:

Im和Iin分別是磁化和輸入電流的平均值。從式(28)和(31)可以清楚地看出，IΔ 網(wǎng)絡(luò)的平均磁化電流低于傳統(tǒng)的Δ 源網(wǎng)絡(luò)。同理可由式(30)和式(32)比較得出，IΔ 磁化電流紋波值也小于Δ 源變換器。由此可見，IΔ 磁芯尺寸要遠(yuǎn)小于Δ 源變換器的磁芯尺寸。

2.3 IΔ 的工作效率

圖5 為該變換器工作狀態(tài)下的仿真效率曲線，傳輸效率較高。

圖5 工作效率曲線

3 仿真及實驗結(jié)果

為了驗證理論的正確性，在MATLAB 軟件中對所提出電路進(jìn)行了仿真，并將仿真結(jié)果與實驗室制作樣機(jī)的實驗結(jié)果進(jìn)行了比較，實驗參數(shù)與仿真參數(shù)保持一致。原型參數(shù)列于表2。

表2 仿真和實驗參數(shù)

繞組匝數(shù)比選擇為60∶40∶20。對于IΔ 占空比的選擇，為了更好地體現(xiàn)其低占空比高升壓因子的優(yōu)良特性，取d＝0.1，K＝3。

變換器在正常工作狀態(tài)下的仿真波形如圖6 所示。實驗樣機(jī)如圖7，選用DSP 芯片TMS320F28335產(chǎn)生的調(diào)制信號，控制開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷。圖8為電路的實驗波形，由實驗結(jié)果可以看出，IΔ 實現(xiàn)了低占空比較高增益輸出。受開關(guān)管內(nèi)阻等因素影響，該變換器的實際輸出電壓與理論值存在一定誤差，但實驗結(jié)果在誤差允許范圍內(nèi)，驗證了理論分析的正確性和可靠性。

圖6 仿真圖形

圖7 實驗樣機(jī)

圖8 實驗波形

4 結(jié)束語

本文研究了一種低占空比高增益Δ 源DC-DC變換器，介紹了所提出變換器的電路拓?fù)洹⒐ぷ髟?，通過仿真和實驗驗證了本文所提出變換器的工作特性。它不僅繼承了傳統(tǒng)Δ 源DC-DC 變換器的優(yōu)良特性，而且其工作在低占空比條件下升壓能力有了進(jìn)一步提升，實現(xiàn)了更高的電壓增益，傳輸效率較高，體積較小，應(yīng)用領(lǐng)域更加廣泛。