具有直流故障阻斷能力的電流主動(dòng)轉(zhuǎn)移型MMC

陳 錚，陳 武，劉 忠，左向紅，施慎行，薛鐘兵

（1. 東南大學(xué)先進(jìn)電能變換技術(shù)與裝備研究所，江蘇省南京市210096；2. 國(guó)網(wǎng)揚(yáng)州供電公司，江蘇省揚(yáng)州市225000；3. 國(guó)網(wǎng)北京市電力公司，北京市100055；4. 清華大學(xué)電機(jī)工程與應(yīng)用電子技術(shù)系，北京市100084）

0 引言

模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）與傳統(tǒng)的電網(wǎng)換相換流器相比，不僅不存在換相失敗的問(wèn)題，而且具有動(dòng)態(tài)無(wú)功支撐、有功/無(wú)功控制解耦和輸出諧波特性?xún)?yōu)良等優(yōu)點(diǎn)，因而在柔性直流輸配電領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用［1-4］。

現(xiàn)有的工程實(shí)踐表明，直流系統(tǒng)特有的“低阻尼”“低慣性”的特點(diǎn)，導(dǎo)致其故障發(fā)展速度極快；同時(shí)，考慮到多種形式的遠(yuǎn)距離、大規(guī)模新能源并網(wǎng)的需求，采用架空線(xiàn)路作為輸電方式顯得更為合適［5-6］。但是架空線(xiàn)路較電纜相比更易發(fā)生短路故障［7］。若仍采用半橋型MMC，則半橋子模塊（halfbridge submodule，HBSM）中續(xù)流二極管的存在使得直流短路故障發(fā)生后，即使閉鎖換流器也無(wú)法阻斷故障電流，這限制了柔性直流輸配電技術(shù)的大規(guī)模推廣。

針對(duì)上述難點(diǎn)，許多專(zhuān)家學(xué)者進(jìn)行了深入研究，大體可以分為2 種技術(shù)路線(xiàn)。一種是通過(guò)直流斷路器（DC circuit breaker，DCCB）來(lái)阻斷故障電流，其中混合式DCCB 又因兼?zhèn)淇焖匍_(kāi)斷和低損耗的特性［8-9］成為理論研究和工程應(yīng)用的首選。但是受限于絕緣柵雙極型晶體管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）的通流能力，快速大容量DCCB 的研制仍是難點(diǎn)，并且當(dāng)DCCB 應(yīng)用于直流電網(wǎng)時(shí)的造價(jià)也十分昂貴［10］。

另一種方法是通過(guò)改進(jìn)MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來(lái)阻斷故障電流。各種具有故障阻斷能力的子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 被 提 出［11-12］，如 全 橋 子 模 塊（full-bridge submodule，F(xiàn)BSM）、鉗位型雙子模塊（clamp-double submodule，CDSM）等。為了降低成本，半橋和全橋混合級(jí)聯(lián)的MMC 拓?fù)浔惶岢觯?3］。這種混合型MMC 利用FBSM 能夠輸出負(fù)電平的特性，在換流器檢測(cè)到故障后配以不同的控制策略迅速將直流出口電壓降為零，從而阻斷故障電流［14-15］。然而所有這些改進(jìn)的子模塊均通過(guò)增加較多的開(kāi)關(guān)管數(shù)量、損耗、控制復(fù)雜程度來(lái)獲得直流故障阻斷能力。此外，還有其他幾種通過(guò)改造換流器實(shí)現(xiàn)故障電流阻斷的方案，具有一定的經(jīng)濟(jì)性。文獻(xiàn)［16］使用2 組控制開(kāi)關(guān)和2 組串聯(lián)二極管閥對(duì)橋臂進(jìn)行改造，使得故障發(fā)生后通過(guò)操作控制開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)故障電流流向的改變，最終利用改造橋臂的HBSM 電容吸收故障能量。但是增加的2 組控制開(kāi)關(guān)帶來(lái)運(yùn)行損耗的提升。文獻(xiàn)［17］分別對(duì)換流器和直流線(xiàn)路進(jìn)行了改造，省去了DCCB，在故障時(shí)旁路所有子模塊并通過(guò)橋臂電感投切模塊和電流泄放模塊的配合實(shí)現(xiàn)直流故障的阻斷。但是三相橋臂的改造仍帶來(lái)了較高的投資成本。文獻(xiàn)［18］將DCCB 與MMC 的故障阻斷特性結(jié)合起來(lái)，大幅度降低了MMC 的建設(shè)成本。但是故障阻斷過(guò)程中換流器交流閥側(cè)存在數(shù)個(gè)工頻周期的短路故障，可能影響交流側(cè)設(shè)備的安全運(yùn)行。

基于上述研究背景，本文在傳統(tǒng)半橋型MMC的基礎(chǔ)上，對(duì)換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行優(yōu)化，提出一種具有直流故障阻斷能力的電流主動(dòng)轉(zhuǎn)移型MMC（active current transferring MMC，ACT-MMC）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該拓?fù)湓黾恿藬嗔髦贰虮圩钄嘀泛湍芰课罩?，通過(guò)各個(gè)支路開(kāi)關(guān)時(shí)序的配合來(lái)主動(dòng)轉(zhuǎn)移故障電流并最終實(shí)現(xiàn)換流器內(nèi)部以及直流線(xiàn)路上故障能量的清除。本文提出的MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)損耗增量較小，故障阻斷過(guò)程中也不會(huì)出現(xiàn)嚴(yán)重的短路或者過(guò)流現(xiàn)象，相對(duì)于半橋型MMC，投資成本增加很小的同時(shí)也保持了較快的故障阻斷速度。

1 ACT-MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文所提ACT-MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，其中：La為上下橋臂電感，Ra為橋臂等效電阻，Ls為交流系統(tǒng)等效電感，uj和ij（j=a，b，c）分別為j 相交流電壓和電流，ipj和inj分別為j 相上下橋臂電流且其正方向?yàn)閳D中標(biāo)出的方向。

圖1 ACT-MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of ACT-MMC

該拓?fù)湓趥鹘y(tǒng)半橋型MMC 的基礎(chǔ)上進(jìn)行如下3 個(gè)方面的改造。

1）在MMC 直流出口處增加了斷流支路［16］，該支路由一個(gè)IGBT 和若干個(gè)雙向晶閘管串聯(lián)而成。當(dāng)MMC 正常運(yùn)行時(shí)，該支路所有開(kāi)關(guān)器件均閉合，可以雙向流通直流電流；當(dāng)MMC 檢測(cè)到故障后立即關(guān)斷IGBT，轉(zhuǎn)移該支路電流，當(dāng)斷流支路電流衰減到零后再關(guān)斷雙向晶閘管。

2）在c 相上下橋臂電感間增加橋臂阻斷支路，該支路由若干個(gè)電力電子開(kāi)關(guān)構(gòu)成，其中電力電子開(kāi)關(guān)是由反串聯(lián)的IGBT 模塊和避雷器構(gòu)成，設(shè)置避雷器可以避免開(kāi)關(guān)內(nèi)的IGBT 過(guò)電壓。在故障阻斷過(guò)程中，橋臂阻斷支路用于接收斷流支路的轉(zhuǎn)移電流，實(shí)現(xiàn)c 相橋臂電流流向的改變，同時(shí)利用避雷器吸收c 相上下橋臂電感中殘余的故障能量。換流器正常運(yùn)行時(shí)，電力電子開(kāi)關(guān)處于關(guān)斷狀態(tài)；一旦發(fā)生直流故障，給開(kāi)關(guān)管以導(dǎo)通信號(hào)，轉(zhuǎn)移斷流支路電流到能量吸收支路中。

3）利用具有單向?qū)щ娦缘亩O管構(gòu)建用于吸收平波電抗器和直流線(xiàn)路電感所儲(chǔ)存故障能量的能量吸收支路。同時(shí)，在c 相下橋臂中增加若干個(gè)FBSM，從而在故障阻斷過(guò)程中將FBSM 電容投入到能量吸收支路中形成阻容吸收電路，達(dá)到加速故障電流衰減的目的。所增加的FBSM 個(gè)數(shù)根據(jù)故障阻斷時(shí)間和交流饋流2 個(gè)方面進(jìn)行約束。正常運(yùn)行時(shí)，二極管組D 承受反向電壓而阻斷了該支路電流的流通；故障狀態(tài)下該支路為線(xiàn)路側(cè)故障能量的泄放提供通道。

ACT-MMC 的整個(gè)故障阻斷過(guò)程可以分為以下2 個(gè)階段。

1）類(lèi)旁路階段：此階段將換流器a、b 兩相子模塊閉鎖，c 相子模塊置于旁路狀態(tài)，主要為了進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作和電流的主動(dòng)轉(zhuǎn)移，讓斷流支路能成功分?jǐn)嚯娏饕约伴]合電力電子開(kāi)關(guān)，從而轉(zhuǎn)移斷流支路電流。同時(shí)，由于c 相所有子模塊均旁路使得MMC 直流出口電壓平均值鉗位在零電位［18］，限制了故障電流的上升。

2）閉鎖階段：此階段將c 相所有子模塊切換至閉鎖狀態(tài)，主要為了利用子模塊的電容來(lái)阻斷換流器內(nèi)部以及直流線(xiàn)路側(cè)的故障電流。

1.2 HBSM 阻斷能力

有必要對(duì)HBSM 的故障阻斷能力進(jìn)行探討。HBSM 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如附錄A 圖A1 所示，該子模塊由一對(duì)帶續(xù)流二極管的IGBT 和電容C 構(gòu)成。半橋型MMC 之所以在直流短路故障后閉鎖換流器也無(wú)法阻斷故障，是因?yàn)閾Q流器閉鎖后各個(gè)橋臂電流流經(jīng)子模塊的流向是從端子b 到端子a，即橋臂電流通過(guò)IGBT 的續(xù)流二極管流向短路點(diǎn)，三相橋臂等效為一個(gè)不控整流電路。但是，若橋臂電流從端子a流向端子b 時(shí)，橋臂電流會(huì)流經(jīng)子模塊電容，并對(duì)電容充電，即此時(shí)HBSM 能夠在故障回路中提供電容的反向電壓，從而具備故障阻斷能力。綜上所述，HBSM 具有正向阻斷能力而不具有反向阻斷能力。而本文中ACT-MMC 內(nèi)部橋臂電流的阻斷便是利用HBSM 的正向阻斷能力。

2 控制策略及等效電路分析

對(duì)于A(yíng)CT-MMC 而言，在換流器正常運(yùn)行時(shí)斷流支路中的IGBT 導(dǎo)通，所有串聯(lián)的晶閘管也都被觸發(fā)導(dǎo)通，整個(gè)支路處于閉合狀態(tài)。橋臂阻斷支路的電力電子開(kāi)關(guān)關(guān)斷，橋臂阻斷支路處于斷路狀態(tài)。能量吸收支路的二極管組D 也因?yàn)槌惺芊聪螂妷憾聪蚪刂?，該支路也處于斷路狀態(tài)。同時(shí)c 相下橋臂中的FBSM 工作在熱備用運(yùn)行方式下［19］，即MMC 正 常 運(yùn) 行 時(shí)，F(xiàn)BSM 被 旁 路，MMC 閉 鎖 后 便直接投入全橋。因此，整個(gè)MMC 在正常運(yùn)行時(shí)與傳統(tǒng)半橋型MMC 基本相同，這里不再詳細(xì)介紹。

2.1 控制策略

所提ACT-MMC 應(yīng)用于直流輸配電領(lǐng)域中，在發(fā)生短路故障后，需要各支路控制時(shí)序的配合。圖2 為ACT-MMC 在故障阻斷過(guò)程中各支路電流的波形示意圖。結(jié)合圖2 并以短路故障中最嚴(yán)重的雙極短路故障為例來(lái)說(shuō)明該拓?fù)涞目刂撇呗裕戒汚 圖A2 為ACT-MMC 在直流短路故障時(shí)的控制時(shí)序。

圖2 ACT-MMC 故障阻斷過(guò)程各支路電流波形Fig.2 Current waveform of each branch of ACT-MMC during fault blocking

1）t0時(shí) 刻 之 前，ACT-MMC 正 常 運(yùn) 行，整 個(gè)MMC 的控制策略和傳統(tǒng)半橋型MMC 相同。

2）在t0時(shí)刻，直流線(xiàn)路發(fā)生雙極短路故障，交流源與子模塊電容同時(shí)向短路點(diǎn)放電，換流器內(nèi)部橋臂電流和直流線(xiàn)路電流快速上升。

3）經(jīng)過(guò)Δt0的延遲，檢測(cè)到故障并經(jīng)過(guò)短暫延遲，在t1時(shí)刻換流器開(kāi)始動(dòng)作：閉鎖a、b 兩相子模塊，旁路c 相子模塊，并觸發(fā)導(dǎo)通橋臂阻斷支路中的IGBT。Δt0為故障發(fā)展階段，該時(shí)間段取決于檢測(cè)速度，一般情況下約為1～2 ms［20］。并且由于此階段橋臂電流較大的上升率會(huì)導(dǎo)致橋臂電抗過(guò)電壓，從而引起c 相橋臂阻斷支路避雷器動(dòng)作。圖2 中橋臂阻斷支路在t0～t1時(shí)間段的負(fù)值電流即為避雷器動(dòng)作的結(jié)果。

需要注意的是，故障發(fā)展階段過(guò)流保護(hù)閾值的設(shè)定要考慮測(cè)量系統(tǒng)和換流器控制裝置間的通信延遲，以保證故障電流處于斷流支路IGBT 的關(guān)斷閾值內(nèi)，即實(shí)時(shí)檢測(cè)斷流支路電流，當(dāng)電流達(dá)到過(guò)流保護(hù)的閾值后，經(jīng)過(guò)通信延遲td后關(guān)斷斷流支路中的IGBT以轉(zhuǎn)移故障電流。td的典型值為150～300 μs［21］，本文取200 μs。

設(shè)Imax為斷流支路IGBT 的電流關(guān)斷閾值，if為流過(guò)斷流支路的故障電流，并考慮一定的保護(hù)安全裕度Imar，則斷流支路過(guò)電流保護(hù)的閾值Iset為：

4）經(jīng)過(guò)Δt1的延遲，在t2時(shí)刻關(guān)斷斷流支路中的IGBT，將故障電流主動(dòng)轉(zhuǎn)移至c 相橋臂、橋臂阻斷支路和能量吸收支路。此時(shí)，由于c 相子模塊均被旁路，斷流支路兩端的電壓為零，故而關(guān)斷其中的IGBT 不會(huì)引起開(kāi)關(guān)器件上的過(guò)電壓。設(shè)置Δt1時(shí)間段是為了確保橋臂阻斷支路中電力電子開(kāi)關(guān)已經(jīng)導(dǎo)通并且能夠接收斷流支路電流的轉(zhuǎn)移，考慮到開(kāi)關(guān)器件技術(shù)條件的限制，取50 μs［22］。

5）經(jīng)過(guò)Δt2的延遲，待電流轉(zhuǎn)移結(jié)束后，在t3時(shí)刻關(guān)斷斷流支路中的晶閘管。Δt2是考慮到IGBT的關(guān)斷和電流轉(zhuǎn)移過(guò)程所設(shè)置的必需時(shí)間，通常取100～200 μs［18］。

6）經(jīng)過(guò)Δt3延遲之后，在t4時(shí)刻導(dǎo)通斷流支路中的IGBT 以保證該支路晶閘管組和IGBT 開(kāi)關(guān)管間的均壓［16］。待所有開(kāi)關(guān)操作完成，將所有c 相子模塊切換至閉鎖模式，F(xiàn)BSM 和HBSM 反向電壓投入到故障回路中，利用子模塊電容的反向電壓阻斷故障電流。Δt3是考慮到晶閘管的關(guān)斷時(shí)間所設(shè)置的，通常在1 ms 以?xún)?nèi)。

7）經(jīng)過(guò)Δt4的延遲，在t5時(shí)刻換流器各個(gè)橋臂電流均衰減到零時(shí)關(guān)斷橋臂阻斷支路中的IGBT，使得其中的避雷器吸收c 相上下橋臂電感中的殘余故障能量。Δt4取決于各個(gè)橋臂電流衰減到零的時(shí)間，由系統(tǒng)的容量和電壓等級(jí)決定。

8）在t6時(shí)刻，換流器內(nèi)部各橋臂和直流線(xiàn)路上的故障電流均衰減到零，即故障清除完畢。

下面具體分析每個(gè)控制時(shí)序中ACT-MMC 的等效電路模型。

2.2 類(lèi)旁路階段

在類(lèi)旁路階段，ACT-MMC 中a、b 兩相子模塊閉鎖，c 相子模塊旁路，電路中表現(xiàn)出2 個(gè)電氣特征：子模塊端口短路，并且直流出口電壓為零，由此可以將類(lèi)旁路階段的電路拆分為圖3 所示的2 個(gè)電路。

圖3 類(lèi)旁路階段拆解電路Fig.3 Disassembling circuits during bypass-like stage

圖3（a）可以看成兩部分電路的疊加，即橋臂電感的放電回路（如圖4（a）中紅色點(diǎn)劃線(xiàn)所示）和三相電源的短路回路（如圖4（b）中紅色點(diǎn)劃線(xiàn)所示）。因此，每個(gè)橋臂電流應(yīng)是2 種電路疊加的結(jié)果。圖3（b）為類(lèi)旁路階段t1時(shí)刻，直流出口故障電流if經(jīng)由二極管組進(jìn)行續(xù)流的等效電路，此階段內(nèi)if基本保持不變。圖3（b）中k 為過(guò)電流系數(shù)，Idcn為額定直流電流。

圖4 橋臂疊加電路Fig.4 Superposition circuit of bridge arm

圖4（a）中各相電感放電電流較易求解。此時(shí)，上下橋臂電感中的故障電流僅考慮其直流成分，即僅考慮電容放電的部分而忽略交流電源的饋流成分，則上下電感在t=t1時(shí)刻的初值電流相等，均為此時(shí)故障電流的1/3，故而有

式中：σ=La/Ra；電感電流初值I0f=If/3，其中If為故障電流if的幅值；iLj為j 相橋臂電感放電電流；iT為三相橋臂電感放電電流之和。

而對(duì)于圖4（b）中的電路，在各相參數(shù)和各橋臂參數(shù)相同的條件下，圖4（b）可以將三相拆分為單相進(jìn)行分析。通過(guò)對(duì)電路列寫(xiě)KVL 方程可得：

同時(shí)，注意到每相的上下橋臂電流與其交流側(cè)電流有如下關(guān)系：將式（5）代入式（4），有

以a 相為例，假設(shè)ua=Ussin（ωt），其中Us為交流相電壓峰值，ω 為工頻角頻率。那么對(duì)式（6）進(jìn)行求解，便可得交流電流ia在類(lèi)旁路階段的解析式，如式（7）所示。

需要注意的是，由于類(lèi)旁路階段斷流支路電流的轉(zhuǎn)移作用，使得流過(guò)c 相橋臂子模塊電容電流從故障檢測(cè)時(shí)刻的負(fù)值，在類(lèi)旁路階段結(jié)束時(shí)轉(zhuǎn)變?yōu)檎?，即橋臂故障電流?shí)現(xiàn)了流動(dòng)方向的改變。這一變化非常重要，因?yàn)榭紤]到HBSM 具有正向阻斷能力，那么c 相上下橋臂在實(shí)現(xiàn)電流換向后便可以將自身橋臂中的子模塊電容反極性投入到故障回路中來(lái)吸收故障能量，完成橋臂故障電流的阻斷。

2.3 閉鎖階段

閉鎖階段換流器內(nèi)部的阻斷過(guò)程取決于閉鎖時(shí)刻各個(gè)橋臂電流的方向，但阻斷機(jī)理還是利用HBSM 的正向阻斷能力。在本文所設(shè)置的檢測(cè)延遲和類(lèi)旁路時(shí)間下，閉鎖c 相子模塊瞬間各個(gè)橋臂電流的流向如附錄A 圖A3 所示，upc和unc分別為c 相上下橋臂子模塊輸出電壓之和。c 相下橋臂電流不走FBSM 的原因在于：類(lèi)旁路階段期間，流過(guò)FBSM 的電流iFB方向如附錄A 圖A4 所示，在閉鎖c相子模塊后，iFB方向不變，通過(guò)SIGBT2和SIGBT3的續(xù)流二極管走，SIGBT1和SIGBT4的續(xù)流二極管被電容電壓鉗位住，因此流經(jīng)c 相下橋臂HBSM 電容的電流之后必然通過(guò)二極管D 流通。從圖A3 中可以列寫(xiě)回路方程：

式中：C 為子模塊電容容值；NHB為每個(gè)橋臂內(nèi)HBSM 個(gè)數(shù)。

將式（11）代入式（10）便解出c 相上下橋臂電流的解析式。該阻斷過(guò)程一直持續(xù)到c 相某一橋臂的電流衰減到零為止結(jié)束，此時(shí)附錄A 圖A3 中電流通路不再存在，換流器內(nèi)部故障能量的清除進(jìn)入到第2 階段。第2 階段故障的阻斷還是利用橋臂電流換向后，HBSM 的正向阻斷能力來(lái)完成，只不過(guò)阻斷回路稍有變化，其電路結(jié)構(gòu)如附錄A 圖A5 所示。

對(duì)于附錄A 圖A5 中的電路而言，必然是交流電壓最大相橋臂和交流電壓最小相橋臂最后關(guān)斷。假設(shè)閉鎖時(shí)刻三相交流電壓峰值的關(guān)系為：Uc>0>Ua>Ub，此時(shí)分析c 相下橋臂和b 相下橋臂構(gòu)成的回路（見(jiàn)附錄A 圖A6），該回路方程為：

式中：Req、Ceq和Leq分別為回路中的等效電阻、電容和電感。

該方程即為一個(gè)正弦激勵(lì)下的二階欠阻尼方程，其全響應(yīng)如式（13）［23］所示：

換流器內(nèi)部的各橋臂電流在經(jīng)歷閉鎖第1 和第2 階段衰減到零后，換流器內(nèi)部故障能量的清除進(jìn)入第3 階段，即c 相上下橋臂電感中殘余故障能量的清除，此階段主要利用關(guān)斷電力電子開(kāi)關(guān)中IGBT會(huì)產(chǎn)生過(guò)電壓，進(jìn)而利用避雷器吸收殘余能量。

而FBSM 在閉鎖階段的作用顯而易見(jiàn)：主要是為了利用閉鎖狀態(tài)下全橋電容來(lái)加速線(xiàn)路側(cè)電感上故障能量的衰減，其在整個(gè)閉鎖階段的等效電路如附錄A 圖A7 所示。

設(shè)直流線(xiàn)路電阻和電感分別為RL和LL，對(duì)附錄A 圖A7 列寫(xiě)KVL 方程，則有

從上述分析可知，閉鎖階段共有2 種電路：正弦激勵(lì)下的RLC 二階欠阻尼電路、無(wú)源RLC 二階欠阻尼電路共同作用來(lái)阻斷MMC 內(nèi)部和直流線(xiàn)路上的故障電流。

2.4 FBSM 個(gè)數(shù)計(jì)算

對(duì)于所需增加的FBSM 個(gè)數(shù)NFB，首先考慮交流饋流的影響。在故障阻斷過(guò)程中直流出口電壓即為FBSM 電容電壓之和，通過(guò)列寫(xiě)c 相下橋臂和交直流側(cè)構(gòu)成的回路方程可得：

式中：UL為交流線(xiàn)電壓峰值；Up為交流相電壓峰值；Ucn為子模塊額定電壓；Mac為調(diào)制比，一般取0.85～0.9；Udcn為換流器出口額定電壓。

要保證交流側(cè)不饋流，即要滿(mǎn)足：

式 中：UFB，max為 整 個(gè) 阻 斷 過(guò) 程 中 所 有FBSM 允 許 達(dá)到的最大電壓之和；λ 為電壓安全系數(shù)，取0.9。

假設(shè)直流線(xiàn)路和平波電抗器上儲(chǔ)存的故障能量全部由FBSM 吸收，整個(gè)全橋電容上增加的能量ΔEc為：

故而FBSM 個(gè)數(shù)首先應(yīng)滿(mǎn)足：

從式（17）反解出故障阻斷時(shí)間tf（t4～t6時(shí)間段）的表達(dá)式之后得：

根據(jù)式（22）和附錄B 表B1 的參數(shù)便可以畫(huà)出FBSM 個(gè)數(shù)NFB與tf的關(guān)系圖，如圖5 所示。

從圖5 中可以看出，當(dāng)NFB=［1，2］時(shí)，tf的下降程度最大；當(dāng)NFB≥2 時(shí)，tf的變化趨于平穩(wěn)，故可知當(dāng)NFB=2 時(shí)可以在增加最少器件的同時(shí)獲得最短的故障阻斷時(shí)間，可獲得最大效益。利用式（21）和式（22），同時(shí)根據(jù)故障阻斷時(shí)間要求，便可得出最終所需的FBSM 個(gè)數(shù)。

圖5 故障阻斷時(shí)間與FBSM 個(gè)數(shù)的關(guān)系Fig.5 Relationship between fault blocking time and number of FBSM

3 性能分析

從器件成本和運(yùn)行損耗2 個(gè)方面，將所提ACTMMC 方案與文獻(xiàn)［16-18］中的故障阻斷型MMC 以及子模塊改進(jìn)型方案CDSM 進(jìn)行對(duì)比分析。在進(jìn)行對(duì)比之前，首先做出如下假設(shè)以保證對(duì)比的公平性和滿(mǎn)足實(shí)際應(yīng)用需求。

1）IGBT 的耐壓、耐流設(shè)定為額定值的1.5～2 倍。

2）5 種 拓 撲 方 案 均 以200 MW/320 kV 的 單 端MMC 為研究對(duì)象。

3.1 器件成本

所選IGBT 額定電壓為3.3 kV，將子模塊電容電壓設(shè)置為1.8 kV。對(duì)于半橋型MMC 而言，每個(gè)橋臂需要178 個(gè)HBSM，即356 個(gè)IGBT，三相共需要2 136 個(gè)IGBT。

本文所提的ACT-MMC，總共增加了3 個(gè)部分的支路：斷流支路、橋臂阻斷支路和能量吸收支路。斷流支路僅需增加一個(gè)相同電壓等級(jí)的IGBT，而該支路中的雙向晶閘管在故障阻斷過(guò)程中最大承受著整個(gè)c 相子模塊電容電壓之和，考慮一定的電壓安全裕度，斷流支路的最大耐壓設(shè)計(jì)為3 倍直流額定電壓。以額定電壓為2.6 kV 的T660N 型晶閘管為例，需要增加738 個(gè)晶閘管。橋臂阻斷支路在換流器正常運(yùn)行時(shí)承受c 相上下橋臂電抗電壓之和，不超過(guò)30 kV?？紤]某些惡劣情況，設(shè)置電力電子開(kāi)關(guān)中避雷器的保護(hù)閾值為45 kV，則需要增加50 個(gè)IGBT。能量吸收支路在換流器正常運(yùn)行時(shí)承受直流額定電壓，考慮1.5 倍的電壓裕度并選用額定電壓為2.2 kV 的D950N 型二極管，則需要增加219 個(gè)二極管。根據(jù)式（20）和式（21）可得至少需要新增4 個(gè)FBSM，并且采用與HBSM 相同型號(hào)的IGBT，需要增加16 個(gè)IGBT，則整個(gè)MMC 共需增加67 個(gè)IGBT。

根據(jù)相關(guān)開(kāi)關(guān)器件和電容器單價(jià)，5 種拓?fù)浞桨杆杵骷某杀救绺戒汢 表B2 和附錄A 圖A8 所示。從表中可以看出，與傳統(tǒng)半橋型MMC 相比，本文所提ACT-MMC 方案、文獻(xiàn)［16-18］中的故障阻斷型MMC 方案和CDSM 方案附加成本分別為5.73%、3.62%、9.73%、10.42%和23.34%。本文所提ACT-MMC 方案的經(jīng)濟(jì)性?xún)H次于文獻(xiàn)［16］；文獻(xiàn)［17］一方面對(duì)三相橋臂的改造增加了較多的IGBT，另一方面，電流泄放模塊需要串聯(lián)大量的電容器組，導(dǎo)致?lián)Q流器整體成本偏高；文獻(xiàn)［18］因?yàn)樵趽Q流器子模塊中采用了雙向晶閘管的旁路方案，晶閘管數(shù)量激增，所以其成本僅次于CDSM 方案；CDSM 拓?fù)涫悄壳八桀~外開(kāi)關(guān)管最少的子模塊改進(jìn)型方案，但由于增加了25%的IGBT 數(shù)量，導(dǎo)致其整體造價(jià)遠(yuǎn)高于另外4 種改進(jìn)方案。此外，對(duì)文獻(xiàn)［17-18］的分析中均沒(méi)有考慮超快速機(jī)械開(kāi)關(guān)的成本，因此兩者的實(shí)際成本還會(huì)高于表中數(shù)據(jù)。

3.2 損耗分析

根據(jù)所選開(kāi)關(guān)器件的數(shù)據(jù)手冊(cè)，利用仿真軟件PLECS 搭建了MMC 開(kāi)關(guān)器件的損耗模型。仿真中平均開(kāi)關(guān)頻率設(shè)置為150 Hz［24］，開(kāi)關(guān)器件工作溫度設(shè)定在85 ℃并且忽略機(jī)械開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通損耗，得出的損耗對(duì)比結(jié)果如附錄B 表B3 和附錄A 圖A9 所示。除CDSM 外，其他4 種拓?fù)渚怯筛郊又返拈_(kāi)關(guān)器件引入了額外的導(dǎo)通損耗；而CDSM 則是每個(gè)子模塊中常通IGBT 的存在導(dǎo)致其損耗大。ACT-MMC 拓?fù)鋼p耗大于文獻(xiàn)［17-18］，而低于文獻(xiàn)［16］，這是因?yàn)锳CT-MMC 中斷流支路新增了較多的晶閘管，并且晶閘管在換流器正常運(yùn)行時(shí)需要承載直流電流?？紤]到文獻(xiàn)［18］拓?fù)湓诠收献钄噙^(guò)程中交流側(cè)存在長(zhǎng)時(shí)間的短路問(wèn)題，文獻(xiàn)［16］拓?fù)溆捎诟郊拥? 組控制開(kāi)關(guān)在換流器正常運(yùn)行時(shí)均需要承載電流，其運(yùn)行損耗過(guò)大，ACT-MMC 與文獻(xiàn)［16-18］拓?fù)浞桨赶啾热杂幸欢ǖ膽?yīng)用價(jià)值。

4 仿真分析

為驗(yàn)證所提拓?fù)鋵?duì)直流短路故障阻斷的可行性，在MATLAB/Simulink中搭建了60 MW/±50 kV的單端MMC 系統(tǒng)用以驗(yàn)證。附錄B 表B1 給出了仿真的主要參數(shù)。

仿真中，MMC 故障前工作于整流模式，傳輸60 MW 的有功功率，過(guò)流保護(hù)的閾值根據(jù)式（1）設(shè)定為1 400 A。在0.2 s 發(fā)生雙極短路故障，故障電阻為0.01 Ω，故障點(diǎn)距離換流器直流出口50 km。當(dāng)故障電流上升到斷流支路保護(hù)閾值，并經(jīng)過(guò)200 μs的時(shí)延，換流器開(kāi)始阻斷故障。如附錄A 圖A10（a）和（b）所示，MMC 在0.2 s（t0時(shí)刻）發(fā)生直流短路故障后，子模塊電容放電導(dǎo)致直流出口電流迅速上升，同時(shí)直流出口電壓因?yàn)殡娙莸姆烹娦?yīng)略有降低。

隨著0.201 4 s（t1時(shí)刻）換流器動(dòng)作，a、b 兩相子模塊閉鎖，c 相子模塊被旁路，直流出口電壓被鉗位在零電位，故障電流也停止了上升，停留在1.54 kA，保證了60 A 的安全裕度。在0.201 45 s（t2時(shí)刻）關(guān)斷斷流支路中的IGBT，斷流支路電流開(kāi)始向其他支路轉(zhuǎn)移，從附錄A 圖A10（e）至（g）中可以看出斷流支路電流迅速下降，并于t3時(shí)刻衰減到零，橋臂阻斷支路和能量吸收支路也接收到了斷流支路的轉(zhuǎn)移電流。整個(gè)t1～t4時(shí)間段交流側(cè)處于三相短路狀態(tài)，考慮到晶閘管300 μs 的關(guān)斷時(shí)間，類(lèi)旁路階段存在時(shí)間很短（約為450 μs），所以交流側(cè)并不會(huì)出現(xiàn)很?chē)?yán)重的過(guò)流現(xiàn)象。同時(shí)，從圖A10（d）中應(yīng)注意到由于斷流支路電流的轉(zhuǎn)移作用，c 相橋臂故障電流也增長(zhǎng)為a、b 兩相橋臂故障電流之和，但是c 相橋臂電流在類(lèi)旁路階段峰值為1.4 kA，仍在子模塊開(kāi)關(guān)管1.6 kA 的關(guān)斷能力之內(nèi)。此外，根據(jù)所選IGBT 的器件手冊(cè)可知，該器件能夠承受1 ms 的過(guò)流，不會(huì)損壞子模塊中的開(kāi)關(guān)管，因此不需要增大c 相橋臂子模塊IGBT 的通流能力。

在0.201 85 s（t4時(shí)刻）之后閉鎖換流器，此時(shí)直流出口電壓即為全橋電容電壓，故障電流在電容的吸收作用下開(kāi)始衰減，并最終在14.6 ms 內(nèi)實(shí)現(xiàn)線(xiàn)路上的短路故障阻斷。而換流器內(nèi)部各個(gè)橋臂的故障電流在HBSM 電容反向電壓的作用下快速衰減，在0.206 26 s（t5時(shí)刻）完成了內(nèi)部故障的初步阻斷，保障了各個(gè)子模塊中開(kāi)關(guān)器件的安全。為了清除c 相上下橋臂電感中殘余的故障能量，在t5時(shí)刻關(guān)斷橋臂阻斷支路電力電子開(kāi)關(guān)中的IGBT，c 相橋臂電感中殘余能量通過(guò)避雷器完全吸收，并于8.9 ms 內(nèi)完成換流器內(nèi)部故障能量的清除。

換流器內(nèi)部故障阻斷過(guò)程中6 個(gè)橋臂子模塊電容電壓的變化情況如附錄A 圖A11 所示。結(jié)合圖A10（d）可以看到，由于類(lèi)旁路階段斷流支路電流的轉(zhuǎn)移作用，c 相上下橋臂在閉鎖時(shí)刻實(shí)現(xiàn)了橋臂電流從負(fù)到正的換向，從而使得之后的整個(gè)換流器內(nèi)部故障電流的阻斷都能依靠HBSM 的正向阻斷能力來(lái)完成，F(xiàn)BSM 電容電壓也因?yàn)槲站€(xiàn)路側(cè)故障能量而上升。同時(shí)可以看出，在整個(gè)故障阻斷過(guò)程中，所有子模塊的電容電壓并沒(méi)有出現(xiàn)半全橋混合型MMC 在故障阻斷過(guò)程中會(huì)出現(xiàn)的過(guò)電壓現(xiàn)象［25］，保證了電容的安全運(yùn)行。

5 結(jié)語(yǔ)

本文將MMC 與DCCB 的故障阻斷特性結(jié)合起來(lái)，提出一種具有直流故障阻斷能力的MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，介紹了相應(yīng)的運(yùn)行過(guò)程并詳細(xì)分析了整個(gè)故障清除過(guò)程，得到了以下結(jié)論：

1）ACT-MMC 正常運(yùn)行時(shí)，運(yùn)行狀態(tài)及控制策略與傳統(tǒng)半橋型MMC 基本相同，控制成熟且難度低。

2）該拓?fù)涑浞掷肈CCB 中斷流支路通過(guò)轉(zhuǎn)移故障電流來(lái)阻斷故障的特性，在利用轉(zhuǎn)移電流實(shí)現(xiàn)橋臂電流換向后結(jié)合HBSM 的正向阻斷能力來(lái)完成短路故障的阻斷，從而節(jié)省了DCCB 中昂貴的電力電子轉(zhuǎn)移支路。

3）通過(guò)附加3 個(gè)部分的支路使得半橋型MMC獲得直流故障阻斷能力，成本和損耗增量都較低，但是各支路中存在多種元件類(lèi)型混用、器件均壓均流的問(wèn)題，增加了故障阻斷過(guò)程中的控制復(fù)雜程度，換流器的整體可靠性略有欠缺。

另外，能量吸收支路中FBSM 在故障阻斷過(guò)程中僅為零電壓投入，若能反向電壓投入，則能進(jìn)一步提高換流器的故障阻斷速度，這同時(shí)涉及換流器的不對(duì)稱(chēng)運(yùn)行問(wèn)題，后續(xù)需要進(jìn)一步研究相應(yīng)的容錯(cuò)控制。

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