一種并網(wǎng)逆變器電壓電流雙閉環(huán)改進控制策略

潘 健，陳鳳嬌，劉孫德，張 琦

(湖北工業(yè)大學太陽能高效利用及儲能運行控制湖北省重點實驗室，電氣與電子工程學院，湖北 武漢 430068)

隨著傳統(tǒng)化石能源的枯竭，利用綠色能源的分布式發(fā)電技術(shù)逐漸成為了當下的研究熱點，而微電網(wǎng)作為利用分布式電源(distributed generation，DG)的重要途徑更是備受關(guān)注[1-3]。微電網(wǎng)是將分布式電源、儲能設備、負載以及控制裝置有效整合的微型電力系統(tǒng)，一般可工作在連接大電網(wǎng)的并網(wǎng)模式，也可斷開大電網(wǎng)工作，實現(xiàn)自治的孤島模式[4]。在交流微網(wǎng)中分布式電源一般通過電壓源型逆變器實現(xiàn)并網(wǎng)，為使逆變器能工作在微電網(wǎng)的兩種模式下，逆變器多采用模仿傳統(tǒng)電力系統(tǒng)頻率調(diào)節(jié)的下垂控制。采用下垂控制的DG并網(wǎng)逆變器可等效成一個受控電壓源與一個輸出阻抗串聯(lián)形式[5]。但隨著分布式電源在微網(wǎng)中的滲透率越來越高，微電網(wǎng)的系統(tǒng)慣量越來越小[6]。特別是孤島模式下的微電網(wǎng)失去了大電網(wǎng)的支撐后，DG并網(wǎng)逆變器輸出電壓易受負載變動和不平衡負載的影響，導致DG輸出電能質(zhì)量下降，嚴重時迫使該DG退出微電網(wǎng)。

為解決該問題，國內(nèi)外學者展開了深入研究。文獻[5]首先通過消除dq坐標下DG并網(wǎng)逆變器電壓電流雙閉環(huán)與LC濾波環(huán)節(jié)之間的冗余項，從而簡化控制環(huán)得到DG并網(wǎng)逆變器的戴維南等效模型，并利用多重比例諧振控制減小了由不平衡負載造成的電流高次諧波；但該方法不適用于多臺DG并網(wǎng)逆變器并聯(lián)的微電網(wǎng)。文獻[7]通過分析發(fā)現(xiàn)：減小等效輸出阻抗值能有效減輕負載投切對輸出電壓波形造成的影響，并在此基礎上提出了電感電流前饋控制；該方法雖減輕了負載投切對輸出電壓的影響，但為減少傳感器數(shù)量而將流經(jīng)虛擬阻抗的電流改為電感電流，顯然違背電路常理。文獻[8]通過對比在電流環(huán)參考輸入前分別加入電容電流前饋和電感電流前饋，發(fā)現(xiàn)在低頻段添加電容電流前饋的輸出阻抗值較小，且電容電流內(nèi)環(huán)可反映負載變化，但電容電流前饋控制需要額外的信號處理裝置。文獻[9]同時采用參考電壓前饋和負載電流前饋控制，并對采用負載電流前饋控制的電壓、電流環(huán)的傳遞函數(shù)分別進行頻率特性分析，發(fā)現(xiàn)在采用負載電流前饋控制后負載對系統(tǒng)閉環(huán)傳函的影響減小，但該文未考慮不平衡負載對控制系統(tǒng)的影響。在平均電流控制的基礎上，文獻[10]在電流限幅器后加入負載電流前饋控制使得輸出電壓外特性變硬，但文章仍未考慮非線性負載對輸出電壓的影響。從前人的研究中發(fā)現(xiàn)：在雙閉環(huán)中的電流內(nèi)環(huán)前增加電流前饋可有效減小輸出阻抗值，但如何兼顧不平衡負載以及不增加額外的電流傳感器、數(shù)字信號處理器的控制策略仍值得研究。

本文提出一種DG并網(wǎng)逆變器電壓電流雙閉環(huán)控制的改進策略，該策略在傳統(tǒng)電壓電流雙閉環(huán)控制的基礎上添加了經(jīng)過低通濾波器的負載電流前饋控制，從而減小了DG并網(wǎng)逆變器輸出阻抗大小，進而提高了輸出電壓穩(wěn)定性。本文首先介紹了采用傳統(tǒng)電壓電流雙閉環(huán)控制的并網(wǎng)逆變器等效模型，并且分析了輸出阻抗對逆變器輸出電壓動態(tài)變化的影響；其次詳細闡明了所改進的負載電流前饋控制策略；最后通過對比傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制與改進策略的仿真結(jié)果，驗證了改進策略的有效性與優(yōu)越性。

1 并網(wǎng)逆變器傳統(tǒng)控制

圖1為多個分布式電源并聯(lián)的交流微電網(wǎng)圖，分布式電源發(fā)出的直流電被逆變器變換成交流電后經(jīng)傳輸線路接入微電網(wǎng)公共耦合點(Point of Common Coupling , PCC)，并通過靜態(tài)開關(guān)(static transfer switch , STS)實現(xiàn)與微電網(wǎng)的連接或斷開。微電網(wǎng)中的負載一般分為直接連接分布式電源的本地負載和連接在PCC處的公共負載兩種形式。圖2a為DG并網(wǎng)逆變器的主電路圖，逆變器輸出的電壓需經(jīng)LC濾波器濾波才能得到適用負載的電壓，其中Lf、Cf分別表示濾波電感、濾波電容，傳輸線路阻抗Zg=R+jX。

圖 1 多個分布式電源并聯(lián)的微電網(wǎng)示意圖

(a)DG并網(wǎng)逆變器的主電路圖

1.1 下垂控制

并網(wǎng)逆變器的下垂控制模仿同步發(fā)電機的外特性可根據(jù)輸出功率自動調(diào)節(jié)輸出電壓和頻率，且可工作在微電網(wǎng)的并網(wǎng)模式和孤島模式下。由于在低壓微電網(wǎng)中線路阻抗主要呈阻性[7]，因此DG并網(wǎng)逆變器采用有功-電壓、無功-頻率下垂控制，具體形式如下：

其中V、ω分別表示下垂控制輸出參考電壓的幅值和角頻率，而Vo表示額定輸出電壓幅值，ω0表示額定輸出電壓角頻率。Pi、Qi分別表示逆變器實際輸出有功、無功功率，而Po、Qo分別表示逆變器額定輸出有功、無功功率。m表示有功下垂系數(shù)，V/W；n表示無功下垂系數(shù)，Hz/var。

1.2 虛擬阻抗控制

各分布式電源與微電網(wǎng)之間的線路阻抗存在差異，使得各逆變器輸出電壓在線路阻抗上產(chǎn)生的電壓跌落不同，進而導致P-V下垂控制無法精確分配負載有功功率。為了減小各逆變器線路阻抗差異對負載功率分配的影響，可采用虛擬阻抗控制。虛擬阻抗控制是在DG并網(wǎng)逆變器控制環(huán)節(jié)添加虛擬阻抗Rv，模擬在真實線路中串/并聯(lián)阻抗改變線路等效阻抗值的做法；值得注意的是虛擬阻抗的加入同樣會引起下垂控制輸出參考電壓Edq的跌落，添加虛擬阻抗后電壓環(huán)的參考值

urdq=Edq-iodqRv

1.3 電壓電流雙閉環(huán)控制

電壓電流雙閉環(huán)控制一般采用電壓外環(huán)內(nèi)嵌電流內(nèi)環(huán)的控制結(jié)構(gòu)，同時使得內(nèi)環(huán)動態(tài)響應速度要遠快于外環(huán)。考慮到雙閉環(huán)控制采用了PI調(diào)節(jié)器，而三相橋式逆變器輸出的電壓、電流均為三相交變量，想要消除穩(wěn)態(tài)誤差則需先將三相物理量轉(zhuǎn)換到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標下。三相靜止abc坐標下與兩相同步旋轉(zhuǎn)dq坐標下的物理量說明：ioabc、iodq表示逆變器輸出電流；uoabc、uodq表示逆變器輸出電壓；iLabc、iLdq表示逆變器輸出電感電流；uabc表示三相橋式逆變器橋臂電壓；E∠φ、Edq表示下垂控制輸出參考電壓；urdq、irdq分別表示電壓環(huán)的參考值和電流環(huán)的參考值。

其中電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)GiL(s)=kpi+kii/s，電壓環(huán)外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)

Guo(s)=kpv+kiv/s。

2 并網(wǎng)逆變器等效模型分析

2.1 并網(wǎng)逆變器戴維南等效模型

從圖2b中能夠看出電流內(nèi)環(huán)的前饋解耦量與LC濾波環(huán)節(jié)的耦合項可以抵消，消除電流內(nèi)環(huán)冗余項后得到電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)

此時電壓電流雙閉環(huán)控制框圖見圖3a。

由于電流內(nèi)環(huán)的動態(tài)響應速度要遠快于電壓外環(huán)，因此在考慮電壓外環(huán)控制時將電流內(nèi)環(huán)的傳遞函數(shù)視為1，此時圖3a中的電壓外環(huán)前饋解耦量便能與LC濾波環(huán)節(jié)的耦合項抵消，消除電壓外環(huán)中冗余項后得到電壓外環(huán)的最終前饋傳遞函數(shù)Guc(s)=Gic(s)·Guo(s)，此時電壓電流雙閉環(huán)控制框圖見圖3b。

圖 3 dq坐標下電壓電流雙閉環(huán)控制簡圖

根據(jù)圖3b可以推算出電壓電流環(huán)的整體閉環(huán)傳遞函數(shù)如下：

根據(jù)上式可以得到DG并網(wǎng)逆變器的戴維南等效模型見圖4a。其中受控電壓源的約束函數(shù)

逆變器輸出阻抗

由于虛擬阻抗同樣能引起下垂控制輸出參考電壓的跌落，因此在研究并網(wǎng)逆變器的戴維南等效模型需考慮虛擬阻抗的存在，考慮虛擬阻抗控制的并網(wǎng)逆變器戴維南等效模型見圖4b。其中考慮虛擬阻抗后新的逆變器輸出阻抗

圖 4 DG并網(wǎng)逆變器戴維南等效模型

ZD(s)=G(s)Rv+Zo(s)

2.2 并網(wǎng)逆變器輸出阻抗分析

由DG并網(wǎng)逆變器戴維南等效模型可以得出逆變器輸出電壓

uodq=G(s)Edq-ZD(s)iodq

根據(jù)上式可知，在孤島模式下微電網(wǎng)中逆變器失去了大電網(wǎng)的支撐，其輸出電壓易受外界負載影響。文獻[7]通過對比ZD(s)與Zo(s)的伯德圖發(fā)現(xiàn)：在低頻段ZD(s)與Zo(s)的幅頻特性曲線基本重合，因此在低頻段可由Zo(s)代替ZD(s)；此外，該文章通過分析并網(wǎng)逆變器的小信號模型發(fā)現(xiàn)，當減小逆變器輸出阻抗時控制系統(tǒng)的動態(tài)性能與穩(wěn)定性都得以提升。綜上所述，為減小負載變動對逆變器輸出電壓穩(wěn)定性的影響，可減小逆變器輸出阻抗值。

3 電壓電流雙閉環(huán)改進控制策略

3.1 改進控制策略等效模型

為減小逆變器輸出阻抗，本文提出了一種并網(wǎng)逆變器電壓電流雙閉環(huán)改進控制策略。該策略是將逆變器輸出電流經(jīng)過前饋增益返回至電流內(nèi)環(huán)控制的參考輸入前，考慮到DG并網(wǎng)逆變器可能外接不平衡負載導致逆變器輸出電流含有高次諧波，因此在輸出電流前饋前需通過一低通濾波器。具體控制框圖見圖5，其中LPF表示一低通濾波器，其截止頻率為ωc；kp表示逆變器輸出電流前饋增益。

圖 5 電壓電流雙閉環(huán)改進控制策略

從圖5中可以看出增加輸出電流前饋后，電流內(nèi)環(huán)的等效傳遞函數(shù)不變，仍為Gic(s)。為保證逆變器等效模型中受控電壓源的約束函數(shù)不變，可將輸出電流前饋接入點后移，得到電壓電流雙閉環(huán)改進控制策略的控制框圖(圖6a)，其中逆變器輸出電流的傳遞函數(shù)Gio(s)如式(1)所示。

(1)

由于在低頻段可用Zo(s)代替ZD(s)，因此采用改進控制策略后逆變器的戴維南模型如圖6a所示，其中改進后輸出阻抗

3.2 改進控制策略理論分析

改進并網(wǎng)逆變器雙閉環(huán)控制前后輸出阻抗之比

表1 DG并網(wǎng)逆變器主電路參數(shù)

表2 DG并網(wǎng)逆變器控制電路參數(shù)

由圖7可得，在傳統(tǒng)電壓電流雙閉環(huán)中添加輸出電流前饋后，逆變器輸出阻抗在工頻段的值要比改進前的阻抗值小。

圖 7 控制策略改進前后輸出阻抗伯德圖

4 仿真驗證

為驗證改進控制策略的有效性，按圖1所示在MATLAB中搭建了兩臺逆變器并聯(lián)模型，具體電路參數(shù)按表1、表2設置。其中DG1并網(wǎng)逆變器采用傳統(tǒng)電壓電流輸出閉環(huán)控制，其輸出電壓為u1；而DG2并網(wǎng)逆變器采用添加輸出電流前饋的改進控制策略，輸出電壓為u2，仿真結(jié)果如圖8、圖9所示。

圖 8 0.2 s投入負載后逆變器輸出電壓波形

圖 9 0.6 s切除負載后逆變器輸出電壓波形

圖8為在0.2 s時分別給DG1、DG2增加10 kW+j5 kvar的恒功率本地負載后逆變器輸出電壓波形，從圖8中明顯看出當0.2 s突增負載時DG1、DG2并網(wǎng)逆變器輸出電壓都下降了，但采用改進控制策略的并聯(lián)逆變器輸出電壓u2能夠迅速恢復原平衡狀態(tài)，受負載干擾較小。圖9為在0.6 s時切除5 kW+j3 kvar的恒功率公共負載后逆變器輸出電壓波形，從圖9中不難看出：當0.6 s突然切除公共負載時DG1、DG2并網(wǎng)逆變器輸出電壓都增大了，但采用改進控制策略的并聯(lián)逆變器輸出電壓u2能夠較為迅速地恢復原平衡狀態(tài)，受負載干擾較小。

5 結(jié)論

本文提出了一種并網(wǎng)逆變器電壓電流雙閉環(huán)改進控制策略，通過在電流內(nèi)環(huán)的參考輸入前加入逆變器輸出電流前饋來減小并網(wǎng)逆變器輸出阻抗值，減輕了孤島模式下微電網(wǎng)中負載動態(tài)變化對輸出電壓的影響，提高了輸出電壓的外特性。此外，因輸出電流前饋前經(jīng)過低通濾波器，在一定程度上削弱了不平衡負載接入對輸出電壓的影響。對傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制與改進控制策略進行了仿真對比，結(jié)果證明了改進控制策略的優(yōu)越性。值得一提的是，對比圖7與圖8發(fā)現(xiàn)：并網(wǎng)逆變器輸出電壓更易受本地負載動態(tài)變化影響。下一步研究將專注于如何改進控制策略，以提高逆變器輸出電壓對本地負載的抗干擾性。