基于FPGA 的鐵磁物質(zhì)探測(cè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)與研究

（上海理工大學(xué)醫(yī)療器械與食品學(xué)院，上海 200093）

0 引言

磁共振成像（Magnetic Resonance Imaging，MRI）［1］與目前臨床上應(yīng)用普遍的醫(yī)學(xué)影像檢查手段X 線CT 檢查相比，雖無(wú)電離輻射危害但設(shè)備所在物理空間有強(qiáng)磁場(chǎng)存在（0.2～3.0T），第一大安全隱患就是鐵磁性物質(zhì)誤入造成的設(shè)備損壞和人員傷亡事故。由于MRI 區(qū)域內(nèi)強(qiáng)磁環(huán)境影響，對(duì)于隱藏、植入、附著于患者/工作人員/訪客身體的危險(xiǎn)細(xì)小鐵磁金屬物體檢測(cè)更進(jìn)一步增加了難度［2］。

基于磁通門(mén)傳感器原理的鐵磁探測(cè)系統(tǒng)［3］被廣泛應(yīng)用于航空探潛、海洋監(jiān)測(cè)、地下和水下鐵磁物體的探測(cè)、地震預(yù)測(cè)以及醫(yī)學(xué)核磁共振等各領(lǐng)域。

磁通門(mén)信號(hào)常用檢測(cè)方法［4］有脈沖幅值法、脈沖間隔法等。對(duì)于脈沖幅值法［5］，由于磁芯微觀磁性能、應(yīng)變應(yīng)力、熱騷動(dòng)等外界因素影響，存在一些很難計(jì)值的尖峰，會(huì)直接威脅脈沖幅值法的零輸入穩(wěn)定性和精確性。而對(duì)于脈沖間隔法［6］，被測(cè)磁場(chǎng)的橫向分量與激勵(lì)磁場(chǎng)、被測(cè)磁場(chǎng)在探頭軸向分量的疊加作用使磁芯加深飽和度，干擾了磁通門(mén)信號(hào)脈沖間隔測(cè)量的準(zhǔn)確性。

經(jīng)理論分析，任意偶次諧波都可以反映被測(cè)磁場(chǎng)的大小，而二次諧波［7］在各偶次諧波中幅值最大，故選取其作為被測(cè)磁場(chǎng)的度量。如果激磁信號(hào)是非正弦信號(hào)，信號(hào)中就會(huì)存在偶次諧波成分，偶次諧波成分會(huì)給磁通門(mén)帶來(lái)系統(tǒng)噪聲。因此，采用正弦信號(hào)作為激磁信號(hào)，具有較強(qiáng)的抗畸變能力，且不含偶次諧波成分，對(duì)提高磁通門(mén)靈敏度的激磁電路設(shè)計(jì)具有重要意義。

目前，國(guó)外醫(yī)用鐵磁探測(cè)主流產(chǎn)品為英國(guó)Metrasens公司的ferroguard 系列MRI 檢測(cè)系統(tǒng)，其性能優(yōu)異彌補(bǔ)了傳統(tǒng)金屬檢測(cè)儀器在MRI 檢測(cè)中的缺點(diǎn)和不足，但是其價(jià)格高昂，且技術(shù)保密性嚴(yán)格。而國(guó)內(nèi)廣泛采用的模擬式信號(hào)檢測(cè)處理方法易受電子器件和外部強(qiáng)磁環(huán)境影響，系統(tǒng)的穩(wěn)定性及檢測(cè)準(zhǔn)確性和靈敏度不高。本文在上述理論分析基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了一種提高M(jìn)RI 檢測(cè)區(qū)域內(nèi)強(qiáng)磁場(chǎng)環(huán)境下鐵磁探測(cè)系統(tǒng)靈敏度和整體性能的方法：根據(jù)磁通門(mén)傳感器測(cè)磁原理，以FPGA 作為系統(tǒng)主控制器，改變傳統(tǒng)模擬信號(hào)的檢測(cè)方式，采用基于二次諧波原理的數(shù)字信號(hào)處理并嘗試增加濾波算法以提高系統(tǒng)鐵磁性物質(zhì)探測(cè)靈敏度，可將此處理方法推廣到其它弱磁探測(cè)領(lǐng)域，應(yīng)用前景廣泛。

1 系統(tǒng)整體方案設(shè)計(jì)

基于磁通門(mén)傳感器的鐵磁探測(cè)系統(tǒng)整體方案如圖1所示，主要包括磁通門(mén)傳感器模塊、激勵(lì)信號(hào)模塊、信號(hào)調(diào)理模塊、數(shù)據(jù)采集模塊、FPGA 內(nèi)部數(shù)字信號(hào)處理和算法模塊及報(bào)警模塊?？删幊踢壿嬈骷﨔PGA 作為主控器驅(qū)動(dòng)外部DDS 模塊產(chǎn)生正弦激勵(lì)信號(hào)并傳給磁通門(mén)探頭1，在磁通門(mén)探頭鐵芯到達(dá)過(guò)飽和后，將外部磁場(chǎng)調(diào)制到激勵(lì)的交變磁場(chǎng)中，經(jīng)過(guò)探頭轉(zhuǎn)化為電壓信號(hào)。轉(zhuǎn)化完成后的電信號(hào)經(jīng)過(guò)信號(hào)調(diào)理后，再由ADC 采集到FPGA 主控中進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理：①首先對(duì)由探頭1 采集到的電壓信號(hào)做基于數(shù)字正交鎖相的二次諧波式檢波，探頭2 的信號(hào)處理方式與探頭1 完全相同；②將探頭1 處理好的信號(hào)作為輸入信號(hào)，探頭2 的信號(hào)作為參考信號(hào)，同時(shí)進(jìn)入濾波模塊進(jìn)行算法處理，最后將數(shù)據(jù)輸出作為評(píng)判標(biāo)準(zhǔn)驅(qū)動(dòng)語(yǔ)音燈光報(bào)警。

Fig.1 Overall scheme design of ferromagnetic detection system圖1 鐵磁探測(cè)系統(tǒng)總體方案設(shè)計(jì)

2 硬件系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)

系統(tǒng)硬件從信號(hào)傳感器端到信號(hào)處理端，主要包括：磁通門(mén)傳感器模塊、激勵(lì)信號(hào)模塊、信號(hào)調(diào)理模塊以及數(shù)據(jù)采集模塊。系統(tǒng)主控制模塊使用可編程邏輯器件FP?GA，型號(hào)為Xilinx_ZYNQ7000。

2.1 磁通門(mén)傳感器模塊

磁通門(mén)現(xiàn)象［8］實(shí)際上屬于變壓器效應(yīng)的衍生現(xiàn)象，因此磁通門(mén)傳感器與變壓器結(jié)構(gòu)類(lèi)似。如圖2 所示，取高磁導(dǎo)率、易飽和材料作為磁芯，在其上分別繞兩組線圈：一組作為激勵(lì)線圈，另一組作為感應(yīng)線圈。在交流信號(hào)的激勵(lì)下，使磁芯處于周期性飽和狀態(tài)，當(dāng)磁芯處于非飽和磁場(chǎng)中，其磁導(dǎo)率變化緩慢，而當(dāng)磁芯達(dá)到飽和時(shí)，其磁導(dǎo)率變化明顯，此時(shí)被測(cè)磁場(chǎng)被調(diào)制進(jìn)感應(yīng)電勢(shì)中，可以通過(guò)測(cè)量磁通門(mén)傳感器感應(yīng)電勢(shì)中能夠反映被測(cè)磁場(chǎng)的量來(lái)度量磁場(chǎng)。磁通門(mén)傳感器的工作過(guò)程中，磁芯的飽和點(diǎn)［9］貌似一道“門(mén)”，通過(guò)這道“門(mén)”，被測(cè)磁場(chǎng)被調(diào)制成偶次諧波的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，從而反映待測(cè)磁場(chǎng)的大小。

Fig.2 Fluxgate sensor structure圖2 磁通門(mén)傳感器結(jié)構(gòu)

磁通門(mén)傳感器測(cè)量磁場(chǎng)的結(jié)構(gòu)原理如圖3 所示。運(yùn)動(dòng)的鐵磁性物質(zhì)在交變激勵(lì)磁場(chǎng)下磁化產(chǎn)生磁性，即為待測(cè)磁場(chǎng)信號(hào)［10］。當(dāng)傳感器磁芯達(dá)到飽和時(shí)，待測(cè)磁場(chǎng)信號(hào)被調(diào)制，從而產(chǎn)生反映其磁場(chǎng)強(qiáng)度大小的感應(yīng)動(dòng)勢(shì)（偶次諧波）［11］。信號(hào)處理部分完成對(duì)偶次諧波的檢測(cè)和提取。

Fig.3 Structure principle of magnetic field measured by fluxgate圖3 磁通門(mén)測(cè)量磁場(chǎng)結(jié)構(gòu)原理

2.2 激勵(lì)信號(hào)模塊

信號(hào)激勵(lì)模塊采用主控芯片F(xiàn)PGA 驅(qū)動(dòng)外部直接頻率合成芯片AD9833［12］以產(chǎn)生20KHz 的正弦激勵(lì)信號(hào)。AD9833 為ADI 公司生產(chǎn)的一款直接數(shù)字頻率合成器，其價(jià)格功耗低且外圍電路簡(jiǎn)單、頻率和相位可編程。FPGA與AD9833 接口配置如圖所示，由于AD9833 為三線SPI接口，因此兩者之間通過(guò)SPI 協(xié)議進(jìn)行通信。在系統(tǒng)時(shí)鐘和使能信號(hào)正常工作后，F(xiàn)PGA 將配置好的16 位命令控制字通過(guò)spido 接口寫(xiě)入AD9833 相關(guān)的寄存器中，從而在VOUT 端輸入所需要的正弦激勵(lì)信號(hào)。由于AD9833 內(nèi)部集成了10bits 的數(shù)模轉(zhuǎn)化器（DAC），直接輸出為可用的模擬信號(hào)，無(wú)需再外置DAC。

2.3 信號(hào)調(diào)理模塊

通常被測(cè)的物體體積較小，經(jīng)磁通門(mén)傳感器感應(yīng)出來(lái)的信號(hào)比較微弱，且檢測(cè)環(huán)境對(duì)于被測(cè)信號(hào)有一定干擾，因此要對(duì)被測(cè)信號(hào)進(jìn)行信號(hào)調(diào)理后再由AD 采集到FPGA中作進(jìn)一步處理。理論上講，信號(hào)調(diào)理模塊需要對(duì)信號(hào)進(jìn)行選頻放大［13］，但是增加一級(jí)濾波會(huì)引入一些隨機(jī)噪聲，且在FPGA 中會(huì)對(duì)信號(hào)作正交鎖相放大處理，因此此模塊只對(duì)信號(hào)進(jìn)行放大處理。如圖5 所示，傳感器信號(hào)放大模塊放大部分，分別為一級(jí)放大和兩級(jí)放大，放大倍數(shù)都為10 倍，因此整體放大100 倍。

Fig.4 Interface configuration between FPGA and AD9833圖4 FPGA 與AD9833 接口配置

Fig.5 Signal amplification module圖5 放大模塊

2.4 數(shù)據(jù)采集模塊

數(shù)據(jù)采集模塊使用24bits 的AD7760 芯片，具有寬輸入帶寬、高信噪比（SNR）、集成度高以及適合高速采集等特點(diǎn)。AD7760［14］與FPGA 的接口配置如圖6 所示。系統(tǒng)上電復(fù)位后，首先等待至少2 個(gè)MCLK 周期；然后通過(guò)PARD［15：0］接口按照相應(yīng)的地址寫(xiě)入4 個(gè)寄存器的值，先寫(xiě)寄存器地址再寫(xiě)寄存器值以設(shè)置正確的時(shí)鐘頻率和數(shù)據(jù)輸出速率；最后進(jìn)行數(shù)據(jù)采集，先輸出低16 位有效位，再輸出高16 位有效位，并且都是低8 位在前，高8 位在后，其中低16 位有效位的低8 位為狀態(tài)位，因此要從AD 讀取一個(gè)轉(zhuǎn)換結(jié)果，需進(jìn)行兩次16 位讀操作。而且每次有新的轉(zhuǎn)換結(jié)果，DRDY 引腳則輸出一個(gè)低電平有效的脈沖，隨后嚴(yán)格按給定時(shí)序先將nRD/WR 置低，然后將nCS 置低，在其均變?yōu)榈碗娖讲痪?，?shù)據(jù)總線將變?yōu)橛行顟B(tài)，然后輸出高16 位有效位，保持一定時(shí)間的低電平后先將nCS 電平置高，再將nRD/WR 電平置高，則完成一次16 讀操作，高電平需至少保持一個(gè)完整的ICLK 周期才能進(jìn)行第二次低16 位有效位的讀取。將讀出的數(shù)據(jù)寄存在FIFO 中作為緩存，以待后續(xù)數(shù)據(jù)處理。

3 信號(hào)處理及算法方案設(shè)計(jì)

從ADC 中采集到的數(shù)據(jù)先暫存在FIFO 中，然后對(duì)其進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理和濾波算法處理。此模塊對(duì)于感應(yīng)信號(hào)的提取和處理采用了基于數(shù)字正交鎖相的二次諧波法和自適應(yīng)濾波算法。

Fig.6 Interface configuration between AD7760 and FPGA圖6 AD7760 與FPGA 的接口配置

3.1 基于數(shù)字正交鎖相的二次諧波法

經(jīng)由交變激勵(lì)磁場(chǎng)調(diào)制的待測(cè)磁場(chǎng)經(jīng)過(guò)磁通門(mén)傳感器感應(yīng)出電信號(hào)，感應(yīng)信號(hào)的偶次諧波可反映磁場(chǎng)大小，但其中二次諧波分量最大，因而一般采用二次諧波提取法表征磁場(chǎng)大小。一般而言，提取特定頻率的信號(hào)有選頻放大和鎖相放大［15-16］兩種方法。鎖相放大的結(jié)構(gòu)和考慮因素較選頻放大復(fù)雜，但是實(shí)際效果要比選頻放大好，故本文采用數(shù)字式的正交鎖相放大。信號(hào)來(lái)自于ADC 采集的數(shù)字信號(hào)，全部在FPGA 內(nèi)進(jìn)行處理，與模擬式的信號(hào)處理相比，受器件性能及外部溫度環(huán)境影響小，抗干擾能力強(qiáng)。

基于數(shù)字正交鎖相的二次諧波法如圖7 所示。

Fig.7 Second harmonic method based on digital orthogonal phase-locked圖7 基于數(shù)字正交鎖相的二次諧波法

已經(jīng)由ADC 采集好的兩路探頭轉(zhuǎn)化信號(hào)：輸入信號(hào)和參考信號(hào)。參考信號(hào)通過(guò)相移電路之后得到一組正交信號(hào)，再將其與輸入信號(hào)相乘，得到兩路信號(hào)VI和VQ如式（1）和式（2）所示，將所測(cè)頻率的頻譜搬移到基帶上以方便進(jìn)行預(yù)濾波處理。

然后，經(jīng)過(guò)一個(gè)窄帶的低通濾波器濾掉基帶以外的頻率分量，得到所需信號(hào)；最后將濾波器輸出進(jìn)行平方、求和，再開(kāi)方，所求頻點(diǎn)信號(hào)幅度V如式（3）所示。

3.2 自適應(yīng)濾波算法

在微弱信號(hào)檢測(cè)和信號(hào)去噪領(lǐng)域［17］，自適應(yīng)濾波器［18］在某種程度上可以最優(yōu)化方式消除包含在有用信號(hào)中的未知干擾。有用信號(hào)用作自適應(yīng)濾波器的期望響應(yīng)，參考信號(hào)用作濾波器的輸入。其中，參考信號(hào)可以來(lái)自于定位的某一傳感器或一組傳感器［19］，并以承載的新信號(hào)是微弱的或基本不可預(yù)測(cè)的方式，供給基本信號(hào)。

自適應(yīng)濾波算法如圖8 所示，在本文中，基本輸入d（n）中含正交鎖相解調(diào)后反映磁場(chǎng)大小的信號(hào)和背景干擾噪聲，參考輸入u（n）只含背景干擾噪聲。首先計(jì)算線性濾波器對(duì)輸出及輸入信號(hào)的響應(yīng)y（n），然后通過(guò)比較產(chǎn)生誤差e（n），根據(jù)誤差自動(dòng)調(diào)整濾波器參數(shù)［20］，在收斂后，參考輸入也即背景噪聲便從輸入信號(hào)中消除。本文調(diào)整濾波器參數(shù)的校正因子采用最小均方（LMS）更新算法［21］。

Fig.8 Adaptive filtering algorithm module圖8 自適應(yīng)濾波算法模塊

4 系統(tǒng)測(cè)試與結(jié)果分析

實(shí)驗(yàn)檢測(cè)系統(tǒng)如圖9 所示，將搭建好的簡(jiǎn)易檢測(cè)系統(tǒng)置于MRI 室外進(jìn)行實(shí)驗(yàn)檢測(cè)，將探頭垂直固定，兩個(gè)探頭經(jīng)由電路系統(tǒng)處理后將數(shù)據(jù)通過(guò)串口連接至PC 端，在上位機(jī)波形顯示窗口實(shí)時(shí)觀察信號(hào)波形，從而判斷是否有鐵磁性物質(zhì)通過(guò)。在本實(shí)驗(yàn)中，分別將手機(jī)、小刀（代替手術(shù)刀）、鑰匙和硬幣作為被測(cè)物檢測(cè)系統(tǒng)性能，如圖10 所示。

Fig.9 Construction of detection system圖9 檢測(cè)系統(tǒng)搭建

首先排除檢測(cè)距離對(duì)實(shí)驗(yàn)結(jié)果的影響，統(tǒng)一在離檢測(cè)系統(tǒng)60cm 處進(jìn)行標(biāo)記，實(shí)驗(yàn)人員手持被測(cè)物從標(biāo)記處走過(guò)，得到不同被測(cè)物的信號(hào)波形，如圖11 所示。為方便觀察波形，將ADC 采集得到的信號(hào)數(shù)字碼進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理和自適應(yīng)濾波算法處理，用MATLAB 繪制出波形圖。如果沒(méi)有鐵磁物質(zhì)經(jīng)過(guò)傳感器，信號(hào)波形比較平穩(wěn)，近乎為直線輸出；當(dāng)有鐵磁物質(zhì)靠近時(shí)，平穩(wěn)波形會(huì)發(fā)生波動(dòng)，從而引發(fā)報(bào)警系統(tǒng)示警。由圖11 可知，在被測(cè)物離探測(cè)系統(tǒng)60cm 處，手機(jī)對(duì)傳感器的擾動(dòng)最為明顯，硬幣最小。而沒(méi)有進(jìn)行數(shù)字信號(hào)和自適應(yīng)濾波算法處理的系統(tǒng)無(wú)法檢測(cè)到50cm 處的硬幣，因此證明此方案對(duì)于靈敏度檢測(cè)有一定提高。

Fig.10 Measured objects圖10 被測(cè)物

Fig.11 Signal waveforms of different measured objects圖11 不同被測(cè)物信號(hào)波形

本文設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)檢測(cè)系統(tǒng)靈敏度，在頻率為100～400Hz的激勵(lì)磁場(chǎng)下，在與傳感器平行位置放置數(shù)字特斯拉計(jì)，用來(lái)測(cè)量檢測(cè)物通過(guò)時(shí)傳感器輸出的磁場(chǎng)大小，并用FUL?KE 5 位半數(shù)字電壓表測(cè)量傳感器的輸出電壓，靈敏度單位為uV/nT。記錄如表1 所示。

Table 1 System sensitivity parameters表1 系統(tǒng)靈敏度參數(shù)

在100～400Hz 的激勵(lì)范圍內(nèi)，得到系統(tǒng)的平均靈敏度為1.66uV/nT，相比于原系統(tǒng)1.49uV/nT，靈敏度提高了10.3%。

接下來(lái)檢驗(yàn)檢測(cè)距離對(duì)結(jié)果的影響，在離檢測(cè)系統(tǒng)40cm、50cm、60cm、70cm、80cm 以及90cm 處做標(biāo)記，按照上述實(shí)驗(yàn)分別做同樣檢測(cè)動(dòng)作，觀察不同被測(cè)物在不同檢測(cè)距離下的波形情況如表2 所示。由測(cè)試結(jié)果可知，此系統(tǒng)對(duì)于磁共振檢測(cè)中常見(jiàn)的鐵磁性物質(zhì)的探知識(shí)別距離可以達(dá)到1m 左右，原系統(tǒng)的檢測(cè)距離只有0.5m。

Table 2 Waveforms of different measured objects at different detection distances表2 不同被測(cè)物在不同檢測(cè)距離下的波形情況

5 結(jié)語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了一種基于數(shù)字信號(hào)處理方法和濾波算法的可提高核磁共振室外鐵磁探測(cè)精度和準(zhǔn)確度的系統(tǒng)。在眾多模擬式信號(hào)處理方法原理基礎(chǔ)上，采用數(shù)字式信號(hào)處理方式并通過(guò)算法優(yōu)化極大提高系統(tǒng)精度和可靠性。通過(guò)實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，對(duì)于核磁共振檢測(cè)中常見(jiàn)的鐵磁性物質(zhì)的檢測(cè)靈敏度提高效果顯著，檢測(cè)距離可達(dá)1m?？蓪⒃摲N方法可推廣至其它微弱信號(hào)檢測(cè)領(lǐng)域，例如食品金屬檢測(cè)、航空探潛、海洋監(jiān)測(cè)、地下和水下鐵磁物體探測(cè)等，應(yīng)用前景廣闊。