一種副邊斬控?zé)o線電能與信息同時傳輸系統(tǒng)

武 潔，趙崇焱，何帥彪，金 楠

（鄭州輕工業(yè)大學(xué)電氣信息工程學(xué)院，鄭州 450002）

無線電能傳輸 WPT（wireless power transfer）系統(tǒng)通過無電氣連接的形式，將電能向一定距離的負(fù)載供電，避免了金屬導(dǎo)線接觸引發(fā)的磨損、觸電、火花等問題。由于其安全、可靠、方便的優(yōu)點(diǎn)，在電子產(chǎn)品、醫(yī)療設(shè)備和電動汽車等行業(yè)具有廣闊的應(yīng)用前景[1-3]。在很多無線電能傳輸應(yīng)用中，需要實(shí)現(xiàn)輸出電壓控制、負(fù)載檢測、狀態(tài)監(jiān)測和多控制器同步等功能，因此有必要實(shí)現(xiàn)原、副邊的雙向通信[4-5]。

在雙全橋無線電能傳輸系統(tǒng)中，通過控制原、副邊的電壓導(dǎo)通角調(diào)節(jié)傳輸功率，提高效率[6-11]。文獻(xiàn)[6]采用雙全橋結(jié)構(gòu)，原、副邊全控橋由8個MOSFET組成，能夠?qū)崿F(xiàn)傳輸功率調(diào)節(jié)和效率提升，在副邊補(bǔ)償電路不諧振時，通過副邊移相控制消除多余電抗；文獻(xiàn)[7]提出副邊半控橋拓?fù)?，?shí)現(xiàn)上述功能的同時減少了MOSFET數(shù)量，其開關(guān)損耗進(jìn)一步減少。

目前電能與信息傳輸方法主要有兩種方式：一種是在電能傳輸?shù)幕A(chǔ)上搭建信息傳輸回路，通過調(diào)制信息載波進(jìn)行信息傳輸，雖然該方法中信息對電能的影響較小，但是信息回路使得系統(tǒng)復(fù)雜度和電路尺寸大大增加[12-13]；另一種是通過控制電能載波的幅值或頻率進(jìn)行信號調(diào)制，實(shí)現(xiàn)信息傳輸[14-18]。文獻(xiàn)[14]利用電能傳輸回路作為信息傳輸?shù)男诺溃ㄟ^頻移鍵控 FSK（frequency shift keying）直接在電能載波上調(diào)制實(shí)現(xiàn)信息正向傳輸，通過負(fù)載調(diào)制LSK（load shift keying）技術(shù)實(shí)現(xiàn)信息反向傳輸。本文提出一種副邊斬波電路無線電能傳輸系統(tǒng)，副邊僅有一個全控器件，簡化了系統(tǒng)硬件電路；通過改變電能傳輸頻率進(jìn)行信息正向傳輸，通過改變副邊斬波電路開關(guān)器件的頻率進(jìn)行信息反向傳輸，實(shí)現(xiàn)信息的雙向傳輸。

本文首先對副邊斬控?zé)o線電能傳輸系統(tǒng)進(jìn)行理論分析，推導(dǎo)出副邊開關(guān)器件導(dǎo)通角與負(fù)載電壓之間的關(guān)系。副邊通過反饋控制調(diào)節(jié)開關(guān)器件導(dǎo)通角，實(shí)現(xiàn)恒壓輸出；原邊通過改變電能傳輸頻率進(jìn)行信號調(diào)制，實(shí)現(xiàn)信息正向傳輸。利用副邊斬波電路結(jié)構(gòu)，通過改變副邊開關(guān)器件頻率進(jìn)行信息調(diào)制，設(shè)計(jì)解調(diào)電路，實(shí)現(xiàn)信息反向傳輸。最后，搭建實(shí)驗(yàn)電路，對所提電路結(jié)構(gòu)和信息調(diào)制方法進(jìn)行驗(yàn)證。

1 副邊斬波電路無線電能傳輸系統(tǒng)模型

無線電能傳輸系統(tǒng)原理及等效電路如圖1所示。圖中：Vin為原邊輸入電壓源，Q1～Q4組成原邊的可控全橋結(jié)構(gòu)；副邊為不控整流橋結(jié)構(gòu)，在整流橋與負(fù)載之間加入開關(guān)器件Q5與D5，構(gòu)成斬波電路。當(dāng)Q5關(guān)斷時電流流經(jīng)負(fù)載，當(dāng)Q5開通時電流經(jīng)Q5使負(fù)載短路，此時電容Co向負(fù)載供電保持電壓穩(wěn)定；Lp、Ls、Cp、Cs、Rp、Rs分別為原邊和副邊諧振回路的線圈自感、補(bǔ)償電容、電阻；RL為負(fù)載電阻，穩(wěn)壓電容Co維持負(fù)載電壓Vo穩(wěn)定，Re為副邊等效負(fù)載。

圖1 副邊斬波電路無線電能傳輸系統(tǒng)Fig.1 WPT system with chopper circuit receiver

無線電能傳輸系統(tǒng)采用直流電壓源供電，逆變后產(chǎn)生高頻交流電，原邊線圈和副邊線圈通過電磁感應(yīng)傳輸電能，副邊將獲得的高頻交流電整流成直流后供負(fù)載使用。在原邊逆變器和諧振線圈，以及副邊線圈和整流電路之間，加入串聯(lián)諧振補(bǔ)償電路，抵消電路中感性元件帶來的無功功率，提高電路的功率因數(shù)。

根據(jù)基爾霍夫電壓定律，可得電路方程為

式中，ω為原邊和副邊諧振回路的諧振角頻率，與電能傳輸頻率相同，因此原邊、副邊回路呈現(xiàn)阻性。ω表示為

2 無線電能傳輸分析

通過控制開關(guān)器件導(dǎo)通信號得到電壓導(dǎo)通角，如圖2所示，原邊電壓導(dǎo)通角為2α，副邊電壓導(dǎo)通角為2β。副邊Q5頻率為電能傳輸頻率的2倍，控制Q5導(dǎo)通角d調(diào)整副邊電壓導(dǎo)通角，兩者關(guān)系為：β=（π-d）/2。通過分析得到Q5導(dǎo)通角d與負(fù)載電壓Vo的關(guān)系。

圖2 控制信號及電壓導(dǎo)通角Fig.2 Control signals and voltage conduction angles

原邊諧振回路的輸入電壓Vp用基波分量有效值表示為

同理，副邊電壓Vs可表示為

由于副邊處于諧振狀態(tài)，只呈現(xiàn)阻性，故副邊電路阻抗映射到原邊Zr可表示為

原邊電流Ip與副邊電流Is分別表示為

副邊等效負(fù)載電阻兩端電壓Vs=ReIs，代入式（9），可得

在本文中，保持α恒定，副邊采用反饋控制調(diào)節(jié)Q5的導(dǎo)通角d保持負(fù)載電壓恒定。當(dāng)α過大時，副邊開關(guān)器件導(dǎo)通角d隨之增大。如果d值過大，導(dǎo)致原邊解調(diào)電路輸出矩形波頻率不穩(wěn)定；當(dāng)α過小時，負(fù)載電壓達(dá)不到期望值。綜上，為保證信息反向傳輸信號的穩(wěn)定性，在實(shí)驗(yàn)中根據(jù)系統(tǒng)參數(shù)將α設(shè)置為 50°。

副邊斬波電路無線電能傳輸系統(tǒng)反饋控制原理如圖3所示。副邊采集負(fù)載電壓Vo，與電壓參考值U*比較，通過PID控制器調(diào)節(jié)Q5的導(dǎo)通角，實(shí)現(xiàn)對負(fù)載電壓的控制。

圖3 反饋控制原理Fig.3 Schematic of feedback control

3 信息雙向傳輸分析

3.1 信息正向傳輸原理

信息正向傳輸采用FSK調(diào)制方案，通過改變原邊逆變橋的開關(guān)頻率，即改變電能傳輸頻率，利用兩種不同頻率的電能代表信號“1”和“0”，采集副邊諧振電容電壓，識別2種頻率，解調(diào)出傳輸信號。由于電容電壓幅值很大，經(jīng)電阻分壓將幅值轉(zhuǎn)換至合適大小，經(jīng)比較電路后輸出矩形波，輸入DSP鑒頻，解調(diào)出傳輸信號,信息正向傳輸原理如圖 4（a）所示。

當(dāng)不進(jìn)行信息傳輸時，電能頻率與補(bǔ)償電路諧振頻率一致；當(dāng)進(jìn)行信息傳輸時，信號“1”時電能傳輸頻率為諧振頻率，信號“0”時電能傳輸頻率為非諧振頻率，信息正向傳輸調(diào)制波形如圖4（b）所示。

圖4 信息正向傳輸Fig.4 Information forward transmission

3.2 信息反向傳輸原理

采集原邊電壓源輸入電流，經(jīng)放大電路、前級低通濾波電路、后級低通濾波電路和比較電路得出與Q5控制信號相同的矩形波，輸入DSP鑒波解調(diào)出傳輸信號。信息反向傳輸原理如圖5（a）所示。

由于副邊采用反饋控制，能夠?qū)崟r調(diào)節(jié)Q5導(dǎo)通角保證負(fù)載電壓跟蹤期望值。即使Q5開關(guān)頻率發(fā)生變化，副邊反饋控制仍能保證負(fù)載電壓恒定。當(dāng)Q5控制信號頻率遠(yuǎn)小于電能傳輸頻率時，在Q5關(guān)斷時，系統(tǒng)負(fù)載為RL，副邊處于不控整流狀態(tài)，系統(tǒng)向負(fù)載供電，此時系統(tǒng)傳輸功率處于較高水平；Q5開通時，負(fù)載短路，系統(tǒng)傳輸功率下降。根據(jù)Q5開通關(guān)斷引起系統(tǒng)功率的變化，原邊電壓源電流也會產(chǎn)生波動，其頻率與Q5開關(guān)頻率一致。

基于該原理，實(shí)現(xiàn)信息反向傳輸，信息反向傳輸調(diào)制波形如圖5（b）所示。通過Q5開關(guān)頻率來表示不同的信號，傳輸信號1、0時，分別將Q5開關(guān)頻率設(shè)為2種不同的頻率，原邊電壓源輸入電流頻率會產(chǎn)生相同的變化。

圖5 信息反向傳輸Fig.5 Information backward transmission

3.3 解調(diào)電路設(shè)計(jì)

解調(diào)電路由放大電路和前級低通濾波電路、后級低通濾波電路和比較電路構(gòu)成，解調(diào)電路原理如圖6所示。原邊電壓源串聯(lián)電阻Ri采集電流信號，為不影響系統(tǒng)特性，該采樣電阻阻值很小，經(jīng)運(yùn)放電路放大幅值。放大后的電壓信號通過前級RC低通濾波電路得到低頻信號，該低頻信號與Q5開關(guān)頻率一致，經(jīng)后級RC低通濾波電路輸出近似平均值。由于兩道RC低通濾波電路的功能不同，其截止頻率也不相同，前級RC低通濾波電路截止頻率接近于Q5開關(guān)頻率，后級RC低通濾波電路截止頻率遠(yuǎn)小于前級低通濾波電路。將低頻信號與近似平均值輸入比較電路，得到與Q5控制信號頻率一致的矩形波信號。將該矩形波信號輸入DSP鑒頻，解調(diào)出傳輸信號。

3.4 信息調(diào)制控制算法

電能與信息同時傳輸控制算法流程如圖7所示。電能傳輸時，采集負(fù)載電壓，與輸出電壓期望值作對比，實(shí)時調(diào)節(jié)副邊開關(guān)器件的導(dǎo)通角，實(shí)現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定。當(dāng)進(jìn)行信息傳輸時，根據(jù)傳輸信號調(diào)節(jié)控制信號的頻率，正向傳輸時調(diào)節(jié)原邊逆變電路的開關(guān)頻率，即電能傳輸頻率，反向傳輸時調(diào)節(jié)副邊Q5的開關(guān)頻率。信息傳輸完成后，將系統(tǒng)頻率調(diào)回至原始值。

圖6 信息解調(diào)電路原理Fig.6 Schematic of information demodulation circuit

圖7 控制算法流程Fig.7 Flow chart of control algorithm

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

在上述分析的基礎(chǔ)上搭建了實(shí)驗(yàn)平臺，如圖8所示，驗(yàn)證所提出的無線電能與信息同時傳輸系統(tǒng)。直流電壓源為SW-6000W-300V，控制器為TMS320 F28335 DSP，MOSFET 管選擇為C2M0080120D，功率二極管選擇為C4D20120D，使用示波器Tektronix TPS2024B采集波形。系統(tǒng)參數(shù)如表1所示。

圖8 無線電能與信息傳輸實(shí)驗(yàn)平臺Fig.8 Experimental platform of simultaneous wireless information and power transfer

表1 系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 System parameters

4.1 信息正向傳輸實(shí)驗(yàn)波形

改變原邊逆變橋工作頻率（即電能傳輸頻率）可實(shí)現(xiàn)信息正向傳輸。系統(tǒng)諧振頻率為85 kHz，在信息正向傳輸時需要85 kHz和另外一個電能頻率分別代表1、0信號。該頻率與諧振頻率的偏差不能太大，否則諧振補(bǔ)償電路產(chǎn)生大量無功功率，效率下降；而且該頻率與諧振頻率的偏差也不能太小，需要滿足DSP的頻率分辨性能，解調(diào)出1、0信號。經(jīng)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，82 kHz和85 kHz這2種頻率能夠滿足上述要求，被選為信息正向傳輸調(diào)制頻率，分別對應(yīng)信號0和1。

副邊諧振電容電壓頻率與電能頻率一致，采集電容電壓，經(jīng)電阻分壓，輸入比較電路后得到與電能相同頻率的矩形波。圖9給出電能頻率為82 kHz、85 kHz時的副邊諧振電容電壓、比較電路輸出矩形波和負(fù)載電壓實(shí)驗(yàn)波形。改變電能傳輸頻率會引起原、副邊補(bǔ)償電路不諧振，由于副邊反饋系統(tǒng)對Q5的調(diào)節(jié)，負(fù)載電壓仍保持50 V恒定。

圖9 不同電能傳輸頻率的實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms at different power transfer frequencies

通過改變電能傳輸頻率進(jìn)行正向信息傳輸，不同速率的實(shí)驗(yàn)波形如圖10所示，圖中，信號“1”對應(yīng)電能傳輸頻率85 kHz，信號“0”對應(yīng)電能傳輸頻率 82 kHz，圖 10（a）、（b）傳輸速率分別為 1 kbit/s和5 kbit/s，實(shí)驗(yàn)波形依次為傳輸信號、副邊諧振電容電壓和負(fù)載電壓。實(shí)現(xiàn)信息正向傳輸?shù)耐瑫r，保持負(fù)載電壓50 V恒定。

4.2 信息反向傳輸實(shí)驗(yàn)波形

信息反向傳輸時，Q5頻率需要足夠低能夠引起原邊輸入電流的明顯變化，通過該變化在原邊解調(diào)出與Q5頻率一致的矩形波信號。由于原邊解調(diào)電路解調(diào)頻率范圍有限，實(shí)驗(yàn)過程中Q5頻率在4～12 kHz之間時原邊能夠解調(diào)出穩(wěn)定頻率的矩形波。本文選取5 kHz、10 kHz作為信息反向傳輸?shù)恼{(diào)制頻率，分別對應(yīng)信號0、1，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖11所示，實(shí)驗(yàn)波形依次為Q5控制信號、前級RC低通濾波輸出和后級RC低通濾波輸出以及解調(diào)電路輸出矩形波。

圖10 不同信息正向傳輸速率的實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms at different information forward transmission rates

圖11 不同Q5頻率下傳輸?shù)膶?shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms at different Q5 frequencies

Q5頻率為5 kHz時代表信號0，Q5頻率為10 kHz時代表信號1，則信息反向傳輸?shù)膶?shí)驗(yàn)波形如圖12所示，依次為反向傳輸信號、Q5控制信號、解調(diào)電路輸出和負(fù)載電壓的實(shí)驗(yàn)波形。

改變Q5頻率的切換速度，對信息傳輸速率進(jìn)行調(diào)節(jié)。為保證DSP鑒頻的準(zhǔn)確性，傳輸每一位信號的時間應(yīng)是Q5開關(guān)信號周期的整數(shù)倍，減少解調(diào)信號的誤碼率。如圖12（a）所示，信號0為5 kHz的5個周期，信號1為10 kHz的10個周期，實(shí)現(xiàn)1 kbit/s的信息傳輸。如圖12（b）所示，信號0為5 kHz的1個周期，信號1為10 kHz的2個周期，實(shí)現(xiàn)5 kbit/s的信息傳輸。在1 kbit/s、5 kbit/s反向信息傳輸過程中，均保持負(fù)載電壓50 V恒定。

圖12 不同信息反向傳輸速率的實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveforms at different information backward transmission rates

5 結(jié)語

本文提出一種新型副邊斬控?zé)o線電能傳輸結(jié)構(gòu)及信息雙向傳輸調(diào)制方法，分析了系統(tǒng)的工作原理并推導(dǎo)了變量之間的關(guān)系，給出了各部分電路的原理圖，搭建實(shí)驗(yàn)平臺對所提出的信息雙向傳輸方法進(jìn)行了驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)表明，所提出的副邊斬控結(jié)構(gòu)和信息調(diào)制方法能夠?qū)崿F(xiàn)電能和信息同時傳輸以及信息雙向傳輸。信息反向傳輸時，全控器件Q5的切換速度對信息傳輸速率有直接影響。