CD3S通信的軟件無線電實現(xiàn)

王洪先，張小孟，袁國剛，胡永江，陳 鵬

(1.中國人民解放軍32381部隊，北京 100072；2.陸軍工程大學(xué)，河北 石家莊 050003)

0 引言

混沌信號對初值十分敏感，沒有周期，具有良好的類噪聲性，在保密通信領(lǐng)域受到廣泛關(guān)注[1-3]?；煦缰苯有蛄袛U頻(Chaotic Direct Sequence Spread Spectrum,CD3S)通信使用實值混沌序列對信息碼擴頻，具有保密性高[4]和截獲概率低[5]的優(yōu)點。然而，實值混沌序列的非周期性、非二進制特性以及初值敏感性也使得CD3S通信與傳統(tǒng)擴頻通信體制并不兼容，難以實現(xiàn)CD3S信號同步解調(diào)。目前，國內(nèi)外關(guān)于CD3S通信的研究大多局限于計算機仿真[6-9]，缺少系統(tǒng)實現(xiàn)方面的報道。

軟件無線電是將標(biāo)準(zhǔn)化、模塊化的硬件單元集成在一個通用平臺上，通過軟件加載來實現(xiàn)各種類型無線電系統(tǒng)的開放式結(jié)構(gòu)[10]。使用軟件無線電技術(shù)實現(xiàn)CD3S通信系統(tǒng)，具有方便靈活、易于調(diào)試的優(yōu)點。本文所提的CD3S通信實現(xiàn)方案中，硬件平臺僅完成信號的上下變頻與采樣，由軟件實現(xiàn)信號的擴頻、調(diào)制、同步與解調(diào)。

對于CD3S信號的解調(diào)問題，本文考慮了混沌擴頻碼同步、信息碼解調(diào)、信道估計之間的關(guān)聯(lián)性與差異性，分別利用無損卡爾曼濾波(Unscented Kalman Filter，UKF)、卡爾曼濾波(Kalman Filter，KF)最小均方誤差(Minimum Mean Square Error，MMSE)濾波估計混沌碼和信道參數(shù)與信息碼，通過多濾波器聯(lián)合估計實現(xiàn)CD3S信號解調(diào)。由于CD3S信號非二進制信號，且需要考慮系統(tǒng)的保密性能，部分現(xiàn)有的通信信號處理方法并不適用于CD3S信號，本文也對這些方法進行了改進，使之適應(yīng)CD3S通信系統(tǒng)。

1 CD3S通信基本原理與多濾波器解調(diào)算法

1.1 CD3S通信基本原理

CD3S信號由高速率的混沌擴頻序列與低速率的二進制信息碼相乘得到。CD3S通信系統(tǒng)模型如圖1所示。

圖1 CD3S通信系統(tǒng)模型Fig.1 Model of the CD3S communication system

圖1中,CD3S信號sn的產(chǎn)生可描述為：

sn=bkxn，

(1)

式中，bk為二進制信息碼；xn為混沌擴頻序列。

混沌擴頻序列xn由混沌動力學(xué)系統(tǒng)生成，可描述為：

xn+1=f(xn)，

(2)

式中，f(x)為混沌映射方程。

CD3S信號經(jīng)過高斯白噪聲信道傳輸?shù)浇邮斩?，接收信號為?/p>

rn=anxnbk+vn，

(3)

式中，an為信道衰落系數(shù)；vn～N[0,R]為信道噪聲。

在接收端，利用多濾波器解調(diào)模塊，對信道衰落系數(shù)an、二進制信息碼bk及混沌擴頻碼xn進行聯(lián)合估計，由帶噪聲的接收信號rn中解調(diào)出信息碼。

1.2 多濾波器解調(diào)算法

解調(diào)CD3S信號可以視為由接收信號rn中恢復(fù)信息碼bk。在式(3)中，若將anxn整體均視為信道參數(shù)，則CD3S信號解調(diào)問題可以轉(zhuǎn)化為傳統(tǒng)的信道均衡問題。本文使用MMSE濾波[11]實現(xiàn)信息碼估計，可描述為：

(4)

由式(4)可知，信息碼的估計需要以混沌碼估計與信道參數(shù)估計為前提。考慮信道參數(shù)通常是緩慢變化的，混沌擴頻碼xn的估計問題可以由如下狀態(tài)空間模型描述[12]：

(5)

(6)

信道參數(shù)估計問題可由狀態(tài)空間模型描述：

(7)

式中，wn～N[0,Rw]為高斯白噪聲。

綜上所述，在進行信息碼估計、混沌擴頻碼估計及信道參數(shù)估計時，3個濾波器均把另外二者的估計結(jié)果作為完成自身估計的系統(tǒng)參數(shù)，交替工作，通過聯(lián)合估計實現(xiàn)信息碼的解調(diào)。多濾波器解調(diào)算法結(jié)構(gòu)模型如圖2所示。

圖2 多濾波器解調(diào)算法結(jié)構(gòu)Fig.2 Structure of the multi-filter demodulation algorithm

多濾波解調(diào)算法完整描述如下：

先對混沌碼、信道參數(shù)及信息碼賦初值，從n=2開始循環(huán)，每個循環(huán)分為4步：

2 系統(tǒng)發(fā)收機結(jié)構(gòu)設(shè)計

2.1 發(fā)射機結(jié)構(gòu)設(shè)計

系統(tǒng)發(fā)射機結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。

圖3 發(fā)射機結(jié)構(gòu)框圖Fig.3 Structure of the transmitter

圖3中，混沌信號發(fā)生器由混沌映射方程與混沌初值構(gòu)成，用于產(chǎn)生實值混沌擴頻碼。實值混沌擴頻碼與信息序列相乘實現(xiàn)混沌擴頻?；煦缬?xùn)練序列為一定長度的實值混沌碼，用于輔助接收端幀同步。在混沌擴頻信號前插入混沌訓(xùn)練序列完成組幀。脈沖成型濾波器對組幀后的信號頻域加窗，使之適合射頻發(fā)射。在發(fā)射端，脈沖成型濾波器為一個根升余弦濾波器，在接收端還有一個根升余弦濾波器與之相匹配，共同完成基帶濾波。

以上基帶信號處理過程均由PC機軟件實現(xiàn)。處理完成的基帶數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)化為網(wǎng)絡(luò)字節(jié)序后，通過以太網(wǎng)口傳輸?shù)接布脚_，由硬件平臺完成上變頻，實現(xiàn)射頻發(fā)射。

2.2 接收機結(jié)構(gòu)設(shè)計

2.2.1 全數(shù)字接收機系統(tǒng)組成

接收機采用全數(shù)字接收設(shè)計，即本地參考載波與采樣時鐘均獨立振蕩于固定頻率，由軟件實現(xiàn)定時同步與載波同步。全數(shù)字接收方案有效簡化了射頻前端設(shè)計，也使系統(tǒng)調(diào)試更加方便靈活。系統(tǒng)接收機結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

圖4 接收機結(jié)構(gòu)框圖Fig.4 Structure of the receiver

根據(jù)發(fā)射機系統(tǒng)設(shè)計，接收機具體工作流程如下：

① 由硬件平臺完成對接收信號的正交解調(diào)，并通過以太網(wǎng)口將采樣得到的基帶數(shù)據(jù)傳輸?shù)絇C機；

② 對接收到的數(shù)據(jù)進行匹配濾波，降低噪聲對信號的干擾；

③ 使用Gardner定時同步算法進行采樣同步跟蹤；

④ 利用混沌訓(xùn)練序列進行串行相關(guān)搜索，完成幀同步；

⑤ 進行頻偏校正與相位校正，實現(xiàn)載波同步；

⑥ 通過多濾波聯(lián)合估計完成信息解調(diào)。

上述工作中，定時同步、載波同步及信息解調(diào)是接收機設(shè)計的難點，信息解調(diào)算法已經(jīng)在前文進行了闡述，定時同步與載波同步的實現(xiàn)方法將在后文進行詳細說明。

2.2.2 Gardner定時同步

全數(shù)字接收機使用本地獨立時鐘對接收信號進行采樣，需要在數(shù)字域內(nèi)對基帶數(shù)據(jù)進行位定時同步。位同步的要求有2點：一是使收發(fā)端碼數(shù)率相同；二是使接收機在最佳接收時刻對接收碼元進行判決。

在經(jīng)典位同步算法中，Gardner算法既不需要輔助數(shù)據(jù)，也不需要以載波同步為前提，可用于混沌保密通信。Gardner定時同步環(huán)路模型如圖5所示[14]。

圖5 Gardner定時同步環(huán)路模型Fig.5 Model of the timing synchronization loop

Gardner定時誤差檢測利用相鄰碼元最佳采樣點及相鄰碼元過渡點的幅度與極性信息提取定時誤差，對每個符號的定時誤差估計僅需要2個采樣點。定時誤差通過定時控制器控制插值濾波器工作，即可實現(xiàn)位定時同步。定時誤差的計算表達式為：

u(r)=Re{y(r-1/2)[y(r)-y(r-1)]}，

(8)

式中，y(r)為第r個碼元的最佳采樣點；y(r-1/2)為第r個碼元與第r-1個碼元間的過渡采樣點。

2.2.3 載波同步

載波同步包括2個頻率同步和相位同步2個方面。

目前，關(guān)于混沌通信頻偏估計問題的研究相對較少。考慮到正交振幅調(diào)制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)通信具有多個幅值狀態(tài)，混沌通信具有連續(xù)幅值狀態(tài)分布，二者幅值狀態(tài)上具有一定的相似性，本文選擇QAM通信常用的前向頻率估計法[15]實現(xiàn)頻偏校正。

假設(shè)存在頻偏的CD3S信號為：

y(n)=snej2πΔfnT+Δθ，

(9)

式中，sn為原CD3S信號；Δf為頻偏；Δθ為相偏；T為符號周期。為了消除sn極性對頻偏估計的影響，令：

z(n)=y2(n)=|sn|2ej4πΔfnT+2Δθ。

(10)

選取每幀數(shù)據(jù)的前L個點作為樣點，計算z(n)的相關(guān)函數(shù)：

(11)

結(jié)合式(10)與式(11)有：

(12)

由式(12)可得頻偏為：

(13)

根據(jù)式(13)的頻偏估計結(jié)果補償接收信號即可實現(xiàn)頻偏校正。

載波同步還需要完成相位校正。相位校正的常用方法是在發(fā)射數(shù)據(jù)幀中插入導(dǎo)頻信號，利用幀內(nèi)導(dǎo)頻估計相位偏移。對于CD3S通信[16-17]系統(tǒng)，插入幀內(nèi)導(dǎo)頻將影響信號的類噪聲性，降低系統(tǒng)的保密性能，不宜通過幀內(nèi)導(dǎo)頻估計相位偏移[18]。考慮到CD3S信號雖然幅值狀態(tài)連續(xù)分布，但其相位只有0，π兩個狀態(tài)，故只需將頻偏校正后的數(shù)據(jù)旋轉(zhuǎn)到實軸上即可實現(xiàn)相位校正[19]，旋轉(zhuǎn)方向由混沌訓(xùn)練序列確定。

3 實驗結(jié)果與分析

實驗中，混沌序列為CD3S通信常用的改進型Logistics混沌序列，其混沌映射方程為xn=1-2(xn-1)2?；煦缧蛄信c信息碼相乘生成擴頻比為30的CD3S信號，信息碼速率為333 kHz，混沌擴頻碼速率為10 MHz，信號采樣速率為40 MHz。完成組幀的CD3S信號如圖6所示。由圖6可以看出，本系統(tǒng)中CD3S信號良好的類噪聲性與保密性未受影響。

圖6 CD3S信號波形Fig.6 Waveform of CD3S signals

在接收端，硬件平臺對接收信號進行正交解調(diào)，并將4倍過采樣的接收數(shù)據(jù)傳到PC機。PC機對基帶數(shù)據(jù)進行匹配濾波與定時同步，其波形示意圖如圖7所示。

(a)基帶接收數(shù)據(jù)波形

頻偏校正前后接收基帶數(shù)據(jù)的星座圖對比如圖8所示。頻偏校正前系統(tǒng)存在頻率偏差，數(shù)據(jù)星座圖發(fā)生旋轉(zhuǎn)。經(jīng)過頻偏校正的數(shù)據(jù)星座圖中，數(shù)據(jù)只存在固定相位偏差，無頻率偏差。

(a) 頻偏校正前 (b) 頻偏校正后圖8 頻偏校正前后數(shù)據(jù)星座圖對比Fig.8 Constellation graph comparison before and after frequency offset correction

旋轉(zhuǎn)頻偏校正后的數(shù)據(jù)至實軸即可消除相位偏差，完成載波同步。將載波同步后的數(shù)據(jù)送入多濾波器解調(diào)模塊，通過聯(lián)合估計實現(xiàn)混沌碼同步、信道參數(shù)估計與信息碼解調(diào)?；煦绱a同步曲線如圖9所示。由圖9可以看出，通過多濾波器聯(lián)合估計可以實現(xiàn)混沌擴頻碼同步。信息碼解調(diào)波形如圖10所示。判決MMSE濾波得到的信息碼估計值可以恢復(fù)信息碼。

圖9 混沌碼同步曲線Fig.9 Chaotic code synchronization waveform

(a)原信息碼

4 結(jié)束語

本文提出了一種CD3S通信系統(tǒng)的軟件無線電實現(xiàn)方案。系統(tǒng)采用全數(shù)字接收機設(shè)計，由軟件實現(xiàn)接收信號的定時同步、載波同步及信息解調(diào)，具有復(fù)雜度低、易于調(diào)試的優(yōu)點。CD3S信號解調(diào)由多濾波器聯(lián)合估計實現(xiàn)，既充分利用了信息碼解調(diào)、混沌碼同步及信道參數(shù)估計三者間的關(guān)聯(lián)性，也考慮了三者間的差異性。實驗結(jié)果表明，系統(tǒng)保持了CD3S信號良好的類噪聲性與保密性，全數(shù)字接收機可以完成信號的定時同步、載波同步及信息解調(diào)，實現(xiàn)了CD3S信號的有效傳輸。