一種考慮中點(diǎn)平衡的ANPC變換器的混合斷續(xù)脈沖寬度調(diào)制策略

徐志遠(yuǎn)，朝澤云，程 華 ，陳昌松，段善旭

（1.華中科技大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院強(qiáng)電磁工程與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，武漢 430074;2.中國(guó)艦船研究設(shè)計(jì)中心，武漢 430064）

連續(xù)脈沖寬度調(diào)制開關(guān)管以其載波頻率動(dòng)作，因此在電流較大的情況下開關(guān)管損耗較大。而斷續(xù)脈沖寬度調(diào)制DPWM（discontinuous pulse width modulation）在每個(gè)開關(guān)周期有一相開關(guān)不動(dòng)作，從而其等效開關(guān)頻率為連續(xù)脈沖寬度調(diào)制的2/3，根據(jù)不同的鉗位方式，可以將DPWM分為DPWMMAX、DPWMMIN、DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM0 及其多種改進(jìn)方式。不同的DPWM方式，調(diào)制波鉗位區(qū)間不同，在鉗位區(qū)間的電流不同，因此不同DPWM方式的效率有較大差別。較多文獻(xiàn)對(duì)不同DPWM方式下開關(guān)損耗、輸入電流紋波、THD（total harmonic distortion）、直流母線中點(diǎn)電壓等方面進(jìn)行了較為詳細(xì)的分析，但是鮮有文獻(xiàn)采用DPWM方式時(shí)，在中點(diǎn)電壓平衡及開關(guān)次數(shù)兩方面均能實(shí)現(xiàn)較好的效果。

文獻(xiàn)[1]提出了采用一種每相均輸出正、零、負(fù)3種電平的方式實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡，但此種調(diào)制方式開關(guān)次數(shù)過多，每個(gè)載波周期開關(guān)動(dòng)作9次；文獻(xiàn)[2]通過在空間矢量調(diào)制方式中，采用不同扇區(qū)注入不同零序分量的方式實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡和共模電壓的抑制，本質(zhì)上為空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM（space vector pulse width modulation）和 DPWM 方式的切換，但是此種方法在調(diào)制比較高時(shí)，其中點(diǎn)平衡能力不足；文獻(xiàn)[3]提出一種根據(jù)中點(diǎn)電壓偏移進(jìn)行零序注入的DPWM方式，其可以較好實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡，但在不同零序注入方式切換過程中會(huì)導(dǎo)致開關(guān)的動(dòng)作；文獻(xiàn)[4]提出采用虛擬空間矢量方法可以實(shí)現(xiàn)全功率因數(shù)范圍內(nèi)中點(diǎn)電壓平衡，但是每個(gè)載波周期開關(guān)動(dòng)作8次，因此會(huì)增大系統(tǒng)的開關(guān)損耗；文獻(xiàn)[5]提出采用不同DPWM調(diào)制方式進(jìn)行切換實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電壓平衡，同時(shí)對(duì)開關(guān)序列進(jìn)行優(yōu)化，但是并未分析調(diào)制比較高時(shí)的調(diào)制策略；文獻(xiàn)[6]采用不同DPWM調(diào)制方式進(jìn)行切換實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡，但未對(duì)不同DPWM方式下開關(guān)序列進(jìn)行優(yōu)化；文獻(xiàn)[7-8]提出采用多種鉗位方式實(shí)現(xiàn)全功率因數(shù)及全調(diào)制比下中點(diǎn)電壓平衡，但是未考慮不同鉗位方式切換將增加開關(guān)動(dòng)作；文獻(xiàn)[9]采用DPWM調(diào)制策略使三相輸入電流紋波有效值最小，但其并未解決中點(diǎn)平衡問題；文獻(xiàn)[10-16]從調(diào)制策略入手，簡(jiǎn)化調(diào)制方法，解決中點(diǎn)平衡問題，但是都存在開關(guān)動(dòng)作次數(shù)過多，或無法實(shí)現(xiàn)全范圍中點(diǎn)平衡問題。

本文主要從ANPC（active neutral-point-domped）變換器DPWM方式實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡展開，分析采用2種DPWM方式實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡的機(jī)理，并對(duì)不同開關(guān)序列進(jìn)行優(yōu)化，通過對(duì)比實(shí)現(xiàn)最小開關(guān)損耗的開關(guān)序列，同時(shí)對(duì)開關(guān)頻率進(jìn)行分析。在全功率因數(shù)范圍內(nèi)，分析切換鉗位方式方法的不平衡范圍，并提出在較高調(diào)制比下實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡的方法。最后通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證所提可實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡的斷續(xù)調(diào)制方法的有效性。

1 ANPC變換器中點(diǎn)平衡的斷續(xù)調(diào)制策略

ANPC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中，ua、ub、uc為輸入的三相交流電壓，La、Lb、Lc為三相輸入電感，Cin1、Cin2為輸出的直流母線電容。以a相橋臂為例，當(dāng)橋臂上側(cè)2只開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，輸出高電平；當(dāng)橋臂內(nèi)側(cè)2只開關(guān)管Q2、Q3或內(nèi)側(cè)任意3只開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)輸出零電平；當(dāng)每相橋臂下側(cè)2只開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)輸出負(fù)電平。

圖1 ANPC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of ANPC converter

DPWM是通過在每個(gè)扇區(qū)將某一相電路輸出狀態(tài)進(jìn)行鉗位得到，在不同扇區(qū)對(duì)小矢量的分配可以得到不同的DPWM方式，其中DPWM1為將三相調(diào)制波正負(fù)峰值進(jìn)行鉗位，此種方式為在單位功率因數(shù)下效率最高的調(diào)制方式，其開關(guān)損耗不到連續(xù)調(diào)制的50%[11]。圖2為ANPC變換器鉗位方式矢量圖。

將不同DPWM方式總結(jié)如下，以第Ⅰ大扇區(qū)為例，在I-①小扇區(qū)中，A相可以鉗位到P電平或C相鉗位到N電平；在I-②小扇區(qū)，A相可以鉗位到P電平或B相鉗位到O電平或C相鉗位到N電平；在I-③小扇區(qū)，可以將A相鉗位到P、O電平或C相鉗位到O、N電平或B相鉗位到O電平；同理對(duì)于I-④，I-⑤，I-⑥小扇區(qū)，根據(jù)圖 2可以分別將相應(yīng)的相鉗位到相應(yīng)的電平。

圖2 ANPC變換器鉗位方式矢量圖Fig.2 Vector diagram of ANPC converter in clamping mode

在所有DPWM方法中，由于每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)都沒有成對(duì)的小矢量出現(xiàn)，因此，任何一種方式均會(huì)導(dǎo)致中點(diǎn)電壓產(chǎn)生較大的3次基波頻率波動(dòng)，造成系統(tǒng)不穩(wěn)定、開關(guān)管應(yīng)力增大以及輸入電流紋波增大等一系列問題。為此，本文采用2種DPWM切換的方式實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡，每種DPWM鉗位方式如圖3所示。

圖3 實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)平衡的2種鉗位方式Fig.3 Two kinds of clamping modes to realize the neutral-point potential balance

以第I大扇區(qū)為例，其矢量分配情況如表1所示。表中，在I-③和3-④扇區(qū)，其注入中點(diǎn)的電流在2種鉗位方式下相反，因此可以實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電流為0；在I-①與I-⑥扇區(qū)中，其存在相反電流，部分區(qū)域內(nèi)也可以實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡；在I-②和I-⑤扇區(qū)中，存在兩相電流相反，在扇區(qū)內(nèi)部分區(qū)間實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡。因此通過檢測(cè)中點(diǎn)電壓偏移切換2種鉗位方式即可實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡。

表1 三電平ANPC變換器第Ⅰ扇區(qū)矢量分配Tab.1 Vector allocation in the first sector of three-level ANPC converter

2 中點(diǎn)平衡效果及開關(guān)序列優(yōu)化

2.1 開關(guān)頻率分析

由于2種鉗位方式可根據(jù)中點(diǎn)電位的偏移高頻切換，將每一種調(diào)制方式在每個(gè)小扇區(qū)注入中點(diǎn)的電荷量進(jìn)行求解。設(shè)調(diào)制比為m，三相電流對(duì)稱，其功率因數(shù)角為φ，則標(biāo)幺化的三相正弦調(diào)制波和三相電流可以表示為

在I-①扇區(qū)的矢量時(shí)序如圖 4所示，圖中Ta、Tb、Tc分別為 A、B、C 三相開關(guān)周期。

圖4 第1種DPWM調(diào)制I-①扇區(qū)矢量時(shí)序圖Fig.4 Vector timing diagram of I-①sector under the first DPWM strategy

根據(jù)伏秒平衡及有效矢量作用時(shí)間不變性[9]可以得到

進(jìn)而可以解得每個(gè)矢量的作用時(shí)間為

根據(jù)每個(gè)矢量流入中點(diǎn)電流的大小及作用時(shí)間可以得到流入中點(diǎn)的電荷量，即

同理可以得到所有扇區(qū)流入中點(diǎn)的電荷量。假設(shè)在單位功率因數(shù)下，第1種鉗位方式和第2種鉗位方式流入中點(diǎn)的電荷量結(jié)果如圖5（a）、（b）所示。

“針對(duì)我鎮(zhèn)學(xué)?；A(chǔ)設(shè)施陳舊落后的現(xiàn)狀，我們對(duì)全鎮(zhèn)學(xué)校進(jìn)行了總體科學(xué)論證規(guī)劃，計(jì)劃三年建設(shè)11處學(xué)校和5處獨(dú)立幼兒園，今年先建五育小學(xué)、南魏小學(xué)等……”副鎮(zhèn)長(zhǎng)司鎮(zhèn)東認(rèn)真回答代表的提問。

圖5 2種鉗位方式流入中點(diǎn)電荷及其相應(yīng)比值Fig.5 Charge flowing into the neutral-point in two clamping modes,and the corresponding proportion

假設(shè)幾個(gè)連續(xù)的開關(guān)周期內(nèi)電流不變，在單位功率因數(shù)下，將在相同扇區(qū)、相同調(diào)制矢量作用下2種鉗位方式流入中點(diǎn)的電荷量作比，并將所得比值乘以-1，結(jié)果如圖5（c）所示，其大于0的區(qū)域均能實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡，在第I大扇區(qū)的③④小扇區(qū)，采取2種鉗位方式1∶1切換可實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡。對(duì)于其他4個(gè)扇區(qū)，在絕大部分區(qū)域2種鉗位方式可以在幾個(gè)開關(guān)周期內(nèi)使得中點(diǎn)電荷平衡，而在調(diào)制比接近1.15時(shí)其中點(diǎn)電荷失去平衡能力，但此區(qū)域較小，因此在單位功率因數(shù)條件下，基本可以在全調(diào)制比范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡。

2.2 開關(guān)序列優(yōu)化

2種鉗位方式開關(guān)序列如圖6所示。部分扇區(qū)開關(guān)切換次數(shù)見表2。第1種調(diào)制方式對(duì)應(yīng)開關(guān)序列1和2，第2種調(diào)制方式對(duì)應(yīng)開關(guān)序列3和4。以矢量位于I-①扇區(qū)為例，如圖6（a）所示，在第1種鉗位方式和第2種鉗位方式切換過程中，開關(guān)分別動(dòng)作1次和3次，在功率較大的情況下，選用開關(guān)序列2-3的切換方式，開關(guān)僅動(dòng)作一次，同時(shí)開關(guān)相為B相，此時(shí)B相電流較小，2種方式切換過程的開關(guān)損耗最小。在I-②扇區(qū)，如圖6（b）所示，不同的開關(guān)動(dòng)作次數(shù)分別為0、2、4次，因此選用開關(guān)序列2-3的切換方式可以使2種鉗位方式切換過程中開關(guān)損耗為0。對(duì)于I-③扇區(qū)，如圖6（c）所示，對(duì)比開關(guān)次數(shù)，其中開關(guān)序列1-4的開關(guān)切換方式不增加動(dòng)作次數(shù)，切換開關(guān)損耗為0。同理，其他扇區(qū)的動(dòng)作次數(shù)可參考扇區(qū)I-①、I-②、I-③得出。通過以上分析，2種調(diào)制方式僅在最外側(cè)扇區(qū)存在開關(guān)切換過程，其他扇區(qū)通過優(yōu)化開關(guān)序列均可實(shí)現(xiàn)零開關(guān)動(dòng)作次數(shù)，因此可以顯著減小開關(guān)損耗。

表2 部分扇區(qū)開關(guān)切換次數(shù)Tab.2 Switching times of partial sectors

圖6 2種鉗位方式開關(guān)序列Fig.6 Switching sequences in two clamping modes

3 非單位功率因數(shù)下中點(diǎn)平衡策略

3.1 非單位功率因數(shù)高調(diào)制比下調(diào)制策略

當(dāng)變換器處于非單位功率因數(shù)的條件下，上述提出調(diào)制策略的中點(diǎn)電位平衡范圍將縮小，中點(diǎn)電位平衡能力隨功率因數(shù)的降低也會(huì)不斷減小。圖7給出了功率因數(shù)角φ分別為π/6、π/3、π/2條件下2種鉗位方式流入中點(diǎn)電荷的比例。當(dāng)比值大于0時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡；當(dāng)比值小于0時(shí)，2種鉗位方式流入中點(diǎn)電荷均為正或者均為負(fù)，此時(shí)不能實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位的平衡。因此隨著功率因數(shù)角的增大，實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡的區(qū)域縮小。

圖7 不同功率因數(shù)角下中點(diǎn)平衡能力Fig.7 Capability of neutral-point balance under different power factorangles

0～π/3區(qū)間鉗位方式如圖8所示。當(dāng)功率因數(shù)較低時(shí)，對(duì)于0～π/3大扇區(qū)，采用DPWM方式，其中一相開關(guān)被鉗位，另外兩相中一相開關(guān)動(dòng)作2次，一相開關(guān)動(dòng)作4次，根據(jù)中點(diǎn)電荷平衡理論可得

其中，式（6）為圖8（a）中的鉗位方式每個(gè)矢量作用時(shí)間，式（8）為圖 8（b）中每個(gè)矢量作用時(shí)間。

以圖8（a）中鉗位方式為例對(duì)實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡機(jī)理分析，其對(duì)應(yīng)矢量扇區(qū)為圖 3（a）中三角形區(qū)域，由伏秒平衡可以獲得三角形頂點(diǎn)3個(gè)有效矢量的作用時(shí)間，由式（7）可得中矢量作用時(shí)間為2個(gè)大矢量各自作用時(shí)間之和，因此將小矢量作用時(shí)間內(nèi)流入中點(diǎn)電荷量與中矢量流入中點(diǎn)電荷量做等大反向，即可實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡。對(duì)于非單位功率因數(shù)條件下，其B相電流至少與A、C兩相電流中的其一相反，因此對(duì)圖8所示的2種方法進(jìn)行選擇即可實(shí)現(xiàn)上述非單位功率因數(shù)下不平衡區(qū)域的中點(diǎn)電位平衡。

圖8 0～π/3區(qū)間鉗位方式Fig.8 Clamping mode at the 0～π/3 interval

3.2 2種方式切換范圍

圖9 不同功率因數(shù)下互補(bǔ)中點(diǎn)平衡區(qū)域Fig.9 Complementary neutral-point balance region under different power factors

3.3 開關(guān)頻率分析

根據(jù)上文分析的不同調(diào)制比和不同功率因數(shù)下中點(diǎn)平衡區(qū)域，以SVPWM方式每個(gè)開關(guān)周期開關(guān)動(dòng)作6次為基準(zhǔn)，前述Hybrid DPWM方式的等效開關(guān)頻率如圖10所示，圖中，比值代表Hybrid DPWM方式與SVPWM方式開關(guān)動(dòng)作次數(shù)之比。在保證中點(diǎn)電位平衡條件下，Hybrid DPWM方式的等效開關(guān)頻率僅在φ=±π/2時(shí)與SVPWM方式的相同，而其他區(qū)域均有不同程度的減小。

圖10 等效開關(guān)頻率Fig.10 Equivalent switching frequency

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提具有全范圍中點(diǎn)電位平衡的調(diào)制策略，搭建了一套實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。該平臺(tái)采用為ANPC雙向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和TI公司TMS28377S控制器，由于整流模態(tài)和逆變模態(tài)具有完整的對(duì)稱性，故采用任意一種工作模式均可證明本文所提調(diào)制策略的有效性，本文實(shí)驗(yàn)均采用在整流方向下進(jìn)行，交流側(cè)輸入點(diǎn)電壓為110 V，直流側(cè)輸出電壓分別為312、625 V，并與虛擬空間矢量脈寬調(diào)制VSVPWM（virtual space vector pulse width modulation）方式進(jìn)行對(duì)比。

2種調(diào)制方式在穩(wěn)態(tài)下的電流THD如圖11所示，可見在三電平空間矢量?jī)?nèi)側(cè)小三角形區(qū)域內(nèi)的調(diào)制比下Hybrid DPWM方式比VSVPWM方式的THD略低，在高調(diào)制比下Hybrid DPWM方式的THD略高于VSVPWM方式。

圖11 Hybrid DPWM、VSVPWM策略THD對(duì)比Fig.11 Comparison of THD between Hybrid DPWM and VSVPWM strategies

圖12為φ=π/6和2π/5以及調(diào)制比m=0.5和1.0時(shí)，本文所提的Hybrid DPWM策略與VSVPWM策略的波形對(duì)比。可見，2種策略均可實(shí)現(xiàn)良好的中點(diǎn)電位平衡，但在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)VSVPWM策略動(dòng)作8次，Hybrid DPWM策略動(dòng)作4～6次。

圖 13為 φ=π/6和 2π/5、m=0.5和 1.0下的調(diào)制波形，不同調(diào)制比和功率因數(shù)角下動(dòng)態(tài)恢復(fù)過程的時(shí)間如表3所示，可以得出Hybrid DPWM策略比VSVPWM具有更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。

圖12 不同調(diào)制策略下穩(wěn)態(tài)波形Fig.12 Waveforms under different modulation strategies in steady state

圖13 不平衡負(fù)載下中點(diǎn)恢復(fù)的動(dòng)態(tài)過程波形Fig.13 Dynamic process waveforms of neutral-point recovery under unbalanced load

表3 不同工況下2種調(diào)制策略的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間Tab.3 Dynamic response time of two strategies under different working conditions

5 結(jié)語

針對(duì)DPWM策略下ANPC變換器的中點(diǎn)電壓波動(dòng)問題，本文提出了一種基于切換鉗位的混合斷續(xù)脈沖寬度調(diào)制策略。該方法能實(shí)現(xiàn)全調(diào)制比、全功率因數(shù)下ANPC變換器的中點(diǎn)電位平衡，同時(shí)減小開關(guān)動(dòng)作次數(shù)以減少開關(guān)損耗；制作了ANPC變換器的原理樣機(jī)，對(duì)Hybrid DPWM、VSVPWM的動(dòng)穩(wěn)態(tài)性能和中點(diǎn)電位平衡能力進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)對(duì)比，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文所提混合斷續(xù)脈沖寬度調(diào)制策略具有良好的動(dòng)穩(wěn)態(tài)性能和中點(diǎn)電位平衡能力。