三相四線制背靠背變換器零電壓開(kāi)關(guān)技術(shù)

鄧金溢，施科研，吳宇鷹，黃楊濤，徐德鴻

（浙江大學(xué)電力電子技術(shù)研究所，杭州 310027）

由脈沖寬度調(diào)制PWM（pulse width modulation）整流器和PWM逆變器組成的三相四線制背靠背BTB（back-to-back）變換器已廣泛用于交流電源、不間斷電源 UPS（uninterrupted power supply）、微電網(wǎng)等[1-2]。傳統(tǒng)背靠背變換器工作在硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，存在開(kāi)關(guān)頻率受限、濾波元件體積大和噪音等問(wèn)題。

軟開(kāi)關(guān)技術(shù)可以減少開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)損耗，提高變換器功率密度。軟開(kāi)關(guān)技術(shù)不僅運(yùn)用于DC/DC變換器中，也運(yùn)用于DC/AC變換器中。文獻(xiàn)[3]提出了一種移相全橋DC/DC變換器，利用LC網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)寬負(fù)載范圍下開(kāi)關(guān)管ZVS（zero-voltage-switching）開(kāi)通。在DC/AC變換器中根據(jù)輔助諧振電路的安裝位置，可以將其分為直流側(cè)軟開(kāi)關(guān)拓?fù)浜徒涣鱾?cè)軟開(kāi)關(guān)拓?fù)洹?/p>

在各直流側(cè)軟開(kāi)關(guān)拓?fù)渲?，諧振直流環(huán)RDCL（resonant DC-link）逆變器對(duì)軟開(kāi)關(guān)技術(shù)研究的發(fā)展具有重大影響[4]。為了降低RDCL逆變器中開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力，提出了有源箝位型諧振直流ACRDCL（active clamped resonant DC-link）變換器[5-7]。但 RDCL和ACRDCL變換器中主電路工作在諧振模式，存在電流應(yīng)力較高的問(wèn)題，此外還采用離散脈沖調(diào)制DPM（discrete pulse modulation）方法，其開(kāi)關(guān)頻率隨時(shí)間變化，導(dǎo)致輸出波形質(zhì)量差。文獻(xiàn)[8-13]提出的準(zhǔn)諧振直流鏈路QRDCL（quasi-resonant DC-link）變換器，其具有較小的電壓應(yīng)力和采用PWM調(diào)制特點(diǎn)，但存在復(fù)雜的輔助電路；文獻(xiàn)[14]提出了一種三相三線制軟開(kāi)關(guān)PWM變流器，其具有電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，開(kāi)關(guān)次數(shù)少，抑制EMI干擾等特點(diǎn)；文獻(xiàn)[15-17]提出了一系列基于ZVS-SVM和ZVS-SPWM調(diào)制的軟開(kāi)關(guān)三相整流器或逆變器，電路開(kāi)關(guān)頻率固定，總體工作在PWM模式，在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，輔助開(kāi)關(guān)只需要?jiǎng)幼饕淮?，并且主電路功率器件的電壓、電流?yīng)力低。

對(duì)于交流側(cè)軟開(kāi)關(guān)拓?fù)?，輔助電路安裝在交流側(cè)，以實(shí)現(xiàn)功率器件的ZVS或 ZCS（zero-currentswitching）。文獻(xiàn)[18]提出的輔助諧振換向極ARCP（auxiliary resonant commutated pole）變換器，以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)ZVS和輔助開(kāi)關(guān)ZCS；文獻(xiàn)[19]提出了一種PWM調(diào)制的ZVS諧振極逆變器，采用變壓器輔助的方法來(lái)解決分裂直流電容的問(wèn)題；文獻(xiàn)[20]提出了在一個(gè)諧振極中使用2個(gè)耦合電感的ZVS逆變器，其目的是為了解決電壓不平衡問(wèn)題；文獻(xiàn)[21]對(duì)三相諧振級(jí)軟開(kāi)關(guān)逆變器效率進(jìn)行了分析。交流側(cè)軟開(kāi)關(guān)拓?fù)涞闹饕蛔闶禽o助電路較復(fù)雜。

本文提出一種ZVS三相四線制BTB變換器拓?fù)?，通過(guò)一個(gè)輔助電路可以實(shí)現(xiàn)所有開(kāi)關(guān)管ZVS開(kāi)通[22-23]。首先，介紹所提出的ZVS背靠背變換器和EA-PWM方法；接著，對(duì)零電壓開(kāi)關(guān)進(jìn)行分析；隨后，分析諧振階段并推導(dǎo)ZVS條件；最后，給出50 kVA零電壓開(kāi)關(guān)三相四線制背靠背變換器的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

1 ZVS三相四線制背靠背變換器及調(diào)制方法

1.1 ZVS三相四線制背靠背變換器

在三相PWM整流器或逆變器電路中，存在2種開(kāi)關(guān)換流過(guò)程，如圖1所示。這里以PWM整流器的A相橋臂為例進(jìn)行分析，換流類(lèi)型I是指從IGBT管Si4向互補(bǔ)反并聯(lián)二極管Di1換流過(guò)程，如圖1（a）所示。在IGBT輸出電容Coei1作用下，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷過(guò)程中du/dt變得緩慢，實(shí)現(xiàn)IGBT管Si4的ZVS關(guān)斷，有利于減小IGBT關(guān)斷損耗。換流類(lèi)型Ⅱ是指從反并聯(lián)二極管Di1向互補(bǔ)IGBT管Si4換流過(guò)程，如圖1（b）所示。這種換流過(guò)程為強(qiáng)制換流過(guò)程，二極管Di1中會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的反向恢復(fù)損耗，IGBT管Si4會(huì)產(chǎn)生較大的開(kāi)通損耗。本文提出的零電壓開(kāi)關(guān)技術(shù)主要針對(duì)換流類(lèi)型Ⅱ，可以徹底消除IGBT的開(kāi)通損耗和二極管的反向恢復(fù)損耗。

圖1 硬開(kāi)關(guān)2種換流過(guò)程Fig.1 Two kinds of hard-switching commutation process

零電壓開(kāi)關(guān)三相四線制背靠背變換器電路拓?fù)淙鐖D2所示。該拓?fù)湓谥绷鱾?cè)電容Cdc1與直流正母線之間安裝了一條輔助諧振支路，該輔助諧振支路包括一個(gè)諧振電感Lr、一個(gè)輔助開(kāi)關(guān)管S7和一個(gè)箝位電容Cc，其中輔助開(kāi)關(guān)管S7和箝位電容Cc串聯(lián)后再與諧振電感Lr進(jìn)行并聯(lián)。同時(shí)在所有主橋臂開(kāi)關(guān)管和輔助開(kāi)關(guān)管的集電極和發(fā)射極兩端各并聯(lián)一個(gè)諧振電容，分別為Ci1—Ci6、Co1—Co6和Cr7。在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的大部分時(shí)間，輔助開(kāi)關(guān)管S7處于導(dǎo)通狀態(tài)，由箝位電容Cc對(duì)諧振電感Lr進(jìn)行充磁和儲(chǔ)能。在每個(gè)橋臂中的換流類(lèi)型Ⅱ時(shí)刻來(lái)臨前，通過(guò)控制輔助開(kāi)關(guān)管S7的關(guān)斷，使母線電壓ubus諧振到0，為開(kāi)通的主開(kāi)關(guān)管提供零電壓開(kāi)通的條件，避免了換流類(lèi)型Ⅱ造成的IGBT管開(kāi)通損耗和二極管反向恢復(fù)損耗。

1.2 調(diào)制方法

圖2 零電壓開(kāi)關(guān)背靠背變換器電路拓?fù)銯ig.2 Topology of ZVS BTB converter circuit

為簡(jiǎn)化分析，假設(shè)變換器工作在單位功率因數(shù)情況下。2種SPWM方法的主要波形如圖3所示，圖中，輸入整流器和輸出逆變器的三相調(diào)制信號(hào)mai、mbi、mci和 mao、mbo、mco分別用實(shí)線和虛線表示； 以直流負(fù)母線為參考點(diǎn)，整流器的各相橋臂中點(diǎn)電壓uani、ubni、ucni以及逆變器的各相橋臂中點(diǎn)電壓 uano、ub-no、ucno的波形通過(guò)調(diào)制信號(hào)與載波信號(hào)的比較得到。

如圖3（a）所示，采用傳統(tǒng)SPWM方法時(shí)，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中將會(huì)出現(xiàn)6個(gè)不同時(shí)刻的換流類(lèi)型Ⅱ，其在圖中用粗線表示。這導(dǎo)致輔助開(kāi)關(guān)管S7在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中需要?jiǎng)幼?次，增加了額外的損耗和控制的復(fù)雜度。

為解決上述問(wèn)題，本文提出EA-PWM方法，如圖3（b）所示，該方法引入2個(gè)載波信號(hào)：Vc1為下降鋸齒波，Vc2為上升鋸齒波。若某橋臂電流為負(fù)，則該橋臂PWM調(diào)制采用Vc1；若某橋臂電流為正，則該橋臂PWM調(diào)制采用Vc2。當(dāng)調(diào)制信號(hào)小于載波信號(hào)時(shí)，橋臂中點(diǎn)電壓輸出為0；當(dāng)調(diào)制信號(hào)大于載波信號(hào)時(shí)，橋臂中點(diǎn)電壓輸出為直流母線電壓。圖3（b）中假定在某開(kāi)關(guān)周期中，因整流A相、逆變B、C相的電流為負(fù)，逆變A相、整流B、C相的電流方向?yàn)檎?，根?jù)提出的EA-PWM方法，整流A相、逆變B、C相的調(diào)制信號(hào)與Vc1比較，而逆變A相、整流B、C相的調(diào)制信號(hào)與Vc2比較，其結(jié)果是6個(gè)不同時(shí)刻的換流類(lèi)型Ⅱ都被對(duì)齊在開(kāi)關(guān)周期起始時(shí)刻處。因此輔助開(kāi)關(guān)管S7只需要在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期起始處動(dòng)作一次，使母線電壓ubus諧振到0，為主開(kāi)關(guān)管ZVS開(kāi)通提供條件。值得指出的是，EA-PWM方法不受限于調(diào)制信號(hào)波形的影響，其調(diào)制信號(hào)可以是正弦波；對(duì)于三相三線制BTB變換器，也可以是3次諧波注入的正弦波。

圖3 2種SPWM方法的主要波形Fig.3 Key waveforms of two SPWM scheme

2 零電壓開(kāi)關(guān)分析

以 iai＞0，ibi＜0，ici＜0，iao＜0，ibo＞0，ico＞0 的 情況為例，對(duì)一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電路的諧振階段進(jìn)行分析。為簡(jiǎn)化分析，進(jìn)行以下假設(shè)：

（1）所有開(kāi)關(guān)管 Si1—Si6，So1—So6和 S7及其反并聯(lián)二極管均為理想開(kāi)關(guān)器件；

（2）所有諧振電容 Ci1—Ci6，Co1—Co6和 Cr7的容值相等；

（3）箝位電容Cc的容值足夠大，使電壓VCc在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)保持恒定；

（4）濾波電感電流 iai、ibi、ici和 iao、ibo、ico具有較小的開(kāi)關(guān)紋波，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中可視為電流源。

在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，變換器中12個(gè)主開(kāi)關(guān)管和輔助開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)以及電路工作的其他關(guān)鍵波形如圖4所示，各開(kāi)關(guān)管電流、電壓參考方向見(jiàn)圖2。

圖4 一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電路工作波形Fig.4 Operating waveforms of circuit in a switching period

每個(gè)開(kāi)關(guān)周期可以分為18個(gè)電路工作階段，其中11個(gè)階段和傳統(tǒng)三相四線制背靠背變換器換流情況一致，在此不再贅述，而7個(gè)有關(guān)ZVS工作的階段如圖5所示。

階段 1（t0～t1）：Di1、Di6、Di2、Do4、Do3、Do5導(dǎo)通階段。如圖 5（a）所示，在該階段中，二極管 Di1、Di6、Di2和Do4、Do3、Do5處于續(xù)流狀態(tài)，輔助開(kāi)關(guān) S7處于導(dǎo)通狀態(tài)，諧振電感Lr兩端的電壓VLr被箝位在VCc，其電流iLr以斜率VCc/Lr上升。

階段 2（t1～t2）：第 1 次諧振階段。如圖 5（b）所示，通過(guò)在t1時(shí)刻關(guān)閉輔助開(kāi)關(guān)管S7，諧振電容Ci4、Ci3、Ci5、Co1、Co6、Co2、Cr7與諧振電感 Lr發(fā)生第1次諧振，其中 Ci4、Ci3、Ci5、Co1、Co6、Co2的電壓將從 Vdc+VCc諧振為0。與此同時(shí)，Cr7的電壓從0諧振到Vdc+VCc。在 t2時(shí)刻，二極管Di4、Di3、Di5和 Do1、Do6、Do2導(dǎo)通，并且 uCi4、uCi3、uCi5、uCo1、uCo6、uCo2被箝位在 0。

階段 3（t2～t3）：二極管續(xù)流箝位階段。如圖 5（c）所示，在二極管 Di4、Di3、Di5和 Do1、Do6、Do2導(dǎo)通之后，Si4、Si3、Si5和 So1、So6、So2在零電壓條件下開(kāi)通。諧振電感Lr兩端的電壓被箝位在Vdc，iLr開(kāi)始以Vdc/Lr速率下降。當(dāng)二極管 Di4、Di3、Di5和 Do1、Do6、Do2中的電流減小到0時(shí)，該階段結(jié)束。

階段 4（t3～t4）：二極管反向恢復(fù)階段。如圖 5（d）所示，電流 iai、ibi、ici、iao、ibo、ico將從 Di1、Di6、Di2和 Do4、Do3、Do5依次換流到 Si4、Si3、Si5和 So1、So6、So2。同時(shí)諧振電感Lr兩端的電壓仍然被箝位在Vdc。假設(shè)6個(gè)橋臂的負(fù)載電流滿足|iai|＞|iao|＞|ico|＞|ibi|＞|ici|＞|ibo|，則 6個(gè)二極管按照電流從小到大的順序依次換流到同一橋臂的互補(bǔ)IGBT管。在t4時(shí)刻，所有主管反并聯(lián)二極管換流完成，該階段結(jié)束。需要指出的是，由于諧振電感的存在，該二極管反向恢復(fù)過(guò)程的速度得到了有效抑制，減小了反向恢復(fù)損耗。

階段 5（t4～t5）：橋臂直通階段。如圖 5（e）所示，在所有主開(kāi)關(guān)管的反并聯(lián)二極管完成換流后，通過(guò)直通信號(hào)ugst將所有主開(kāi)關(guān)管開(kāi)通。該階段過(guò)程中，直流母線電壓ubus繼續(xù)被箝位為0，同時(shí)諧振電感Lr兩端電壓也將繼續(xù)被箝位在Vdc，諧振電感繼續(xù)儲(chǔ)能，諧振電感電流iLr額外儲(chǔ)存了附加電流iadd，該附加電流iadd對(duì)于實(shí)現(xiàn)階段2的第1次諧振至關(guān)重要。在 t5時(shí)刻 Si1、Si2、Si6和 So4、So3、So5關(guān)斷，該階段結(jié)束。

圖5 ZVS三相四線背靠背變換器工作階段Fig.5 Operation stages of ZVS three-phase four-wire BTB converter

階段 6（t5～t6）：第 2 次諧振階段。如圖 5（f）所示，在 t5時(shí)刻 Si1、Si2、Si6和 So4、So3、So5關(guān)斷后，Ci1、Ci2、Ci6、Co4、Co3、Co5、Cr7與諧振電感 Lr發(fā)生第2次諧振。其中Ci1、Ci2、Ci6、Co4、Co3、Co5的電壓將從0諧振到Vdc+VCc。同時(shí)，Cr7的電壓從Vdc+VCc諧振到0。當(dāng)輔助開(kāi)關(guān)兩端的電壓uCr7在t6時(shí)刻諧振到0，輔助開(kāi)關(guān)S7實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，該階段結(jié)束。

階段 7（t6～t7）：Si4、Si3、Si5、So1、So6、So2導(dǎo)通階段。如圖 5（g）所示，在該階段，Si4、Si3、Si5和 So1、So6、So2處于導(dǎo)通狀態(tài)。同時(shí)輔助開(kāi)關(guān)S7也處于導(dǎo)通狀態(tài)，諧振電感Lr兩端的電壓VLr被箝位在VCc，其電流iLr以斜率VCc/Lr上升。

3 零電壓開(kāi)關(guān)條件推導(dǎo)

由電路階段分析可知，輔助開(kāi)關(guān)S7關(guān)斷之后發(fā)生第 1 次諧振階段（t1～t2），使直流母線電壓ubus諧振到0，實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管ZVS開(kāi)通。經(jīng)過(guò)D0Ts的時(shí)間之后將發(fā)生第2次諧振階段（t5～t6），使輔助開(kāi)關(guān)管上的電壓uCr7諧振到0，實(shí)現(xiàn)輔助開(kāi)關(guān)管S7的ZVS開(kāi)通。以下將對(duì)這2個(gè)諧振過(guò)程進(jìn)行詳細(xì)分析，并推導(dǎo)相應(yīng)的ZVS條件。

第1次諧振階段發(fā)生在t1時(shí)刻輔助開(kāi)關(guān)管S7關(guān)斷之后，諧振電容 Ci4、Ci3、Ci5、Co1、Co6、Co2、Cr7與諧振電感Lr發(fā)生諧振，其電路如圖5（b）所示。根據(jù)第2節(jié)中的假設(shè)，該電路可以進(jìn)一步簡(jiǎn)化為圖6（a）所示的等效電路。其中ubus為直流母線電壓，同時(shí)也是主開(kāi)關(guān)電容兩端的電壓，Cr7為S7的并聯(lián)諧振電容，在t1時(shí)刻，整流側(cè)A相，逆變側(cè)B相、C相的電流均流入橋臂。

第2次諧振階段發(fā)生在t5時(shí)刻，主開(kāi)關(guān)管Si1、Si2、Si6和 So4、So3、So5關(guān)斷之后，Ci1、Ci2、Ci6、Co4、Co3、Co5、Cr7與諧振電感Lr發(fā)生諧振，此時(shí)整流側(cè)B、C相，逆變側(cè)A相電流均流出橋臂，其電路如圖5（f）所示。同樣，該電路可以進(jìn)一步簡(jiǎn)化為如圖6（b）所示的等效電路。

圖6 簡(jiǎn)化等效電路Fig.6 Simplified equivalent circuits

根據(jù)第1次諧振等效電路和第2次諧振等效電路，應(yīng)用基爾霍夫電壓、電流定律可以對(duì)諧振電感電流、箝位電容電壓建立等式，并對(duì)其求解。在第1次諧振階段結(jié)束時(shí)，開(kāi)關(guān)橋臂電壓ubus（t）諧振到0，為實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管的ZVS開(kāi)通，在t1時(shí)刻諧振電感電流iLr_t1需要滿足[22-23]

類(lèi)似地，根據(jù)第2次諧振的等效電路推出電容電壓 uCr7，即

通過(guò)對(duì)諧振電感Lr應(yīng)用伏秒平衡，計(jì)算可得箝位電容電壓VCc與輔助開(kāi)關(guān)管關(guān)斷占空比D0的關(guān)系為

通過(guò)對(duì)箝位電容Cc的安秒平衡，計(jì)算可得D0的表達(dá)式[22-23]為

式中：Ts為開(kāi)關(guān)周期；iM=－（uagiai+ubgibi+ucgici+uaoiao+uboibo+ucoico）/Vdc。

為了滿足不等式（1），諧振電感的附加電流iadd可以解得[22-23]

由式（5）可知，當(dāng)iM≥0時(shí)，不需要階段5的直通，并且可以在沒(méi)有附加電流iadd的情況下實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通。相反，當(dāng)iM＜0時(shí)，附加電流iadd是必不可少的。否則，將會(huì)發(fā)生不完全的ZVS開(kāi)通，并造成開(kāi)通損耗?？梢酝ㄟ^(guò)把式（5）代入式（4）推導(dǎo)出D0的一般表達(dá)式[22-23]為

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為驗(yàn)證本文提出的三相四線制背靠背變換器零電壓開(kāi)關(guān)技術(shù)，研制了一臺(tái)50 kVA零電壓開(kāi)關(guān)三相四線制背靠背變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其具體電路參數(shù)如表1所示。

ZVS背靠背變換器輸入/輸出波形及其THD情況如圖7所示。圖7（a）為阻性滿載情況下整流側(cè)A相電網(wǎng)電壓和三相輸入電流，可以看到三相輸入電感電流 iai、ibi、ici幅值相同且相位互差 120°，都具有較低的波形失真度。圖7（b）為阻性負(fù)載滿載情況下三相輸出電壓和B相輸出電流，三相電壓幅值相同且相位互差120°，且都具有很好的正弦度。圖7（c）、圖7（d）分別為阻性負(fù)載不同負(fù)載情況下，測(cè)試輸入電流THD情況和輸出電壓THD情況。在半載時(shí)，三相輸入電流的THD在5%以下，而在滿載情況下輸入電流的THD能控制在3%以下。輸出電壓THD均能保持在1%以下。可見(jiàn)ZVS BTB變換器可以滿足在UPS應(yīng)用中負(fù)載對(duì)高質(zhì)量電壓的要求。

圖8分別為滿載（45 kW負(fù)載）情況下整流側(cè)A相下管Si4、逆變側(cè)A相下管So4以及輔助開(kāi)關(guān)管S7在工頻周期不同角度下的ZVS開(kāi)通波形，在開(kāi)關(guān)管開(kāi)通驅(qū)動(dòng)信號(hào)之前，其開(kāi)關(guān)管的電壓已經(jīng)諧振到0，實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)管ZVS開(kāi)通。

圖9為直流母線電壓ubus以及諧振電感電流iLr在滿載情況下的實(shí)驗(yàn)波形。直流母線電壓ubus周期性地諧振到0，為主開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通創(chuàng)造條件，在經(jīng)過(guò)D0Ts時(shí)間后直流母線電壓又諧振到Vdc+VCc，其變化頻率與開(kāi)關(guān)頻率一致。

圖10為整流側(cè)A相下管Si4以及輔助開(kāi)關(guān)管S7在工頻周期里電壓應(yīng)力變化情況，其中開(kāi)關(guān)管Si4最大電壓應(yīng)力為927 V，輔助開(kāi)關(guān)管S7最大電壓應(yīng)力為809 V。

圖11為不平衡負(fù)載（逆變輸出A、B兩相滿載，C相空載）情況下輸出電壓電流、箝位電容電壓VCc、諧振電感電流iLr的實(shí)驗(yàn)波形。由圖可見(jiàn)，A相、B相輸出電壓電流仍保持單位功率因數(shù)且THD都在1%以下，而C相空載情況下電壓仍為正弦波形，電流為開(kāi)關(guān)紋波。這表明即便在不平衡負(fù)載下，變換器工作在ZVS開(kāi)通情況下仍具有良好的靜態(tài)特性，但其VCc和iLr的波形包含更加復(fù)雜的低頻成分。

由理論分析可知，當(dāng)背靠背變流器運(yùn)行在不平衡負(fù)載情況下，需要在直通階段加入iadd給諧振電感進(jìn)行充磁。圖12為直通脈沖的實(shí)驗(yàn)波形。

在開(kāi)關(guān)頻率分別為 15、10 kHz情況下，ZVS BTB變換器的效率曲線如圖13所示。在開(kāi)關(guān)頻率為15 kHz時(shí)，滿載效率為96.18%，峰值效率為96.46%。滿載效率比硬開(kāi)關(guān)電路提高了2.23%。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率降到10 kHz時(shí)，滿載效率提升到96.62%，峰值效率達(dá)到96.84%，比硬開(kāi)關(guān)電路提高了1.2%。在一定的開(kāi)關(guān)頻率范圍內(nèi)，提高開(kāi)關(guān)頻率可以減少濾波電感的體積和損耗，但同時(shí)也會(huì)增加功率器件的關(guān)斷損耗。相比于工作10 kHz時(shí)，工作在15 kHz時(shí)ZVS BTB變換器的滿載效率下降了0.44%，峰值效率下降0.38%，需要綜合考慮，選擇合適的開(kāi)關(guān)頻率。

圖10 不同開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力Fig.10 Voltage stress of different switches

圖11 不平衡負(fù)載下實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms under unbalanced load

圖12 直通脈沖實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveforms of short-circuit signal

圖13 效率曲線Fig.13 Efficiency curves

5 結(jié)語(yǔ)

本文介紹了一種ZVS三相四線制背靠背變換器拓?fù)浼癊A-PWM方法，并進(jìn)行了電路分析，推導(dǎo)了零電壓開(kāi)關(guān)條件。研制了一臺(tái)50 kVA的ZVS三相四線制背靠背變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，并在實(shí)驗(yàn)樣機(jī)中進(jìn)行了驗(yàn)證。該電路能夠?qū)崿F(xiàn)所有功率器件的ZVS開(kāi)通，并且可適應(yīng)于平衡或不平衡負(fù)載。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率為10 kHz時(shí)，峰值效率達(dá)到96.84%。