高速磁隔離驅(qū)動的同步脈沖群調(diào)制解調(diào)方法

許志坤，蘇建徽，賴紀東，徐海波

(1.合肥工業(yè)大學(xué)光伏系統(tǒng)教育部工程研究中心，安徽 合肥 230009；2.東莞南方半導(dǎo)體科技有限公司，廣東 東莞 523000)

為了廣泛利用太陽電池，使用最大功率跟蹤技術(shù)讓太陽電池始終輸出最大功率，但太陽光照和環(huán)境溫度等因素的變化范圍一般都比較大，這時最大功率點跟蹤電路的占空比變化也相應(yīng)比較大[1]。隨著寬禁帶半導(dǎo)體器件的逐步商業(yè)化，未來替代硅基功率器件己經(jīng)成為了趨勢。第三代半導(dǎo)體材料具有優(yōu)越性能，能夠耐高壓，實現(xiàn)低導(dǎo)通電阻，加快開關(guān)速度，更適合用于高頻場合[2]。這些特性對器件柵極驅(qū)動提出了占空比寬范圍、更高的傳輸速度和抗干擾要求[3-4]。

近年來，一些學(xué)者對變壓器耦合隔離驅(qū)動電路進行了研究。NGUYEN等實現(xiàn)了一種新型MOSFET驅(qū)動電路，能夠在較低頻率和任何占空比下工作，但是驅(qū)動波形受到變壓器磁恢復(fù)時間的限制[5]。范霽康等提出了一種基于載波調(diào)制方式的電磁隔離電路，可以傳輸占空比0～100%的驅(qū)動信號，但存在載波周期邊沿不確定性和周期內(nèi)脈寬畸變的問題[6]。電容微分電路是一種常見的脈沖調(diào)制信號傳輸電路，驅(qū)動信號的上升、下降沿調(diào)制成正、負向的脈沖信號[7]。但這種脈沖為單脈沖，如果受到干擾翻轉(zhuǎn)，則在下一個脈沖到來之前一直處于誤動作失控狀態(tài)，進而對主電路功率器件造成損壞。為了解決這個問題，本文提出一種同步脈沖群調(diào)制解調(diào)電路，脈沖群的起動與驅(qū)動信號的上升、下降沿嚴格同步，脈沖周期與寬度優(yōu)化設(shè)計，可以實現(xiàn)寬范圍的PWM信號調(diào)制解調(diào)，并保證誤動作不影響電路安全。脈沖變壓器體積小，解調(diào)電路采用單電源供電，驅(qū)動電路延遲時間在50 ns以內(nèi)。

1 同步脈沖群調(diào)制解調(diào)電路

PWM輸出信號的脈寬和相位經(jīng)隔離傳輸后，應(yīng)盡量保證信號的完整和一致性，這就要求驅(qū)動隔離電路應(yīng)具有最小的信號傳輸延遲，脈沖群調(diào)制的同步效果應(yīng)與微分調(diào)制解調(diào)一樣，且具有更窄的脈寬和更高的頻率傳輸性能。

1.1 輸入信號調(diào)制電路

同步脈沖群傳輸?shù)恼{(diào)制電路如圖1所示。驅(qū)動信號的高低電平通過調(diào)制電路提取輸入PWM信號的上升、下降沿位置分別輸出正、負極性的脈沖群。而且驅(qū)動脈沖具有足夠的上升和下降速度，前沿和后沿都非常陡峭，減少電路的延遲時間和信號失真。

圖1 信號調(diào)制電路圖

調(diào)制電路在一個開關(guān)周期內(nèi)的工作狀態(tài)如圖2所示。由于調(diào)制電路具有對稱性，在此詳細描述驅(qū)動信號高電平部分。Vin為輸入信號的端電壓，VN為變壓器一次側(cè)的端電壓，VC1為電容C1上電壓，VTH＋、VTH-分別為與非門U2輸入電平由低到高和由高到低的閾值電壓，VN1＋、VN2＋為一個脈沖上升周期內(nèi)電壓VN的幅值，VN1-、VN2-為一個脈沖復(fù)位周期電壓VN的幅值。

圖2 調(diào)制電路各點波形

t0時刻，輸入信號Vin由低電平變?yōu)楦唠娖剑藭r電容電壓VC1為低電平，與非門U2的輸出為高電平，并對電容C1充電。

t1時刻，電容C1上升到VTH＋，與非門U2輸出低電平，電容C1通過電阻R1放電。

電容充放電的時間：

輸入寬范圍占空比的驅(qū)動PWM信號時，通過U3、U5輸出源內(nèi)阻R0來實現(xiàn)磁復(fù)位。合理設(shè)計變壓器，使得勵磁電感上電流上升和電流下降達到平衡。同時能在主電路功率器件短路故障承受能力范圍內(nèi)，快速糾正誤動作，不影響電路安全。這兩者要折衷考慮：脈沖周期與寬度優(yōu)化設(shè)計。

1.2 信號解調(diào)電路

解調(diào)過程則先將二次側(cè)的調(diào)制信號通過串入電阻把正負極性的脈沖群轉(zhuǎn)變成單極性的脈沖群，具體電路如圖3所示。采用單電源供電的施密特觸發(fā)器，保證上升下降沿時迅速準確翻轉(zhuǎn)，將驅(qū)動信號還原，施密特電路的傳輸特性如圖4所示。相比較用分立器件解調(diào)的方法，電路結(jié)構(gòu)簡單實用，不需要正負電源供電。

圖3 信號解調(diào)電路圖

圖4 施密特電路傳輸特性

解調(diào)電路在一個開關(guān)周期內(nèi)的工作狀態(tài)如圖5所示，同樣以驅(qū)動信號高電平部分為例。Vag為變壓器二次側(cè)同名端對地電壓，Vab為變壓器二次側(cè)端電壓，Vbg為電阻R9對地電壓，VP1＋、VP2＋為一個脈沖上升周期內(nèi)電壓Vab的幅值，VP1＋、VP2＋為一個脈沖復(fù)位周期電壓Vab的幅值。

t0時刻，Vab輸入正高電平VP1+,Vag為VP1++Vbg＞VT+，Vo輸出高電平。之后的Vag電壓幅值在Vbg+VP1+與Vbg+VP2－范圍之間，VP2－要滿足下面的約束條件，否則施密特電路不能正確解調(diào)出驅(qū)動信號。

t3時刻，Vab輸入負高電平－VP1+，Vag為－VP1++Vbg＜VT－，Vo輸出低電平。

圖5 解調(diào)電路工作波形

2 參數(shù)計算分析

與非門 U2、U4選用 SN74HC00 芯片，與門 U3、U5選用SN74HC08芯片，電源VCC=5 V，VTH+=3.5 V，VTH-=1.5 V。IO=-4 mA時，VOH=4.8 V；IO=4 mA時，VOL=0.2 V，等效源內(nèi)阻為50 Ω。施密特觸發(fā)器選用74HC14反相器，它的輸入上升、下降時間為20 ns。脈沖群的脈沖寬度要滿足大于這個時間，本文脈沖寬度選擇50 ns，取C1=1 nF，R1=30 Ω。施密特觸發(fā)器選擇用74HC14反相器串聯(lián)，VT+=2.0 V，VT-=3.0 V。代入公式(6)得到電阻R8=R9，由于74HC14的最大輸入電流20 mA，這里電阻值取 5 kΩ。由公式(7)、(8)可得VP2－≥-0.5 V，本文選擇VP2－=-0.2 V。

脈沖變壓器參數(shù)：脈沖變壓器一般采用高磁導(dǎo)率、低剩磁磁芯的鐵氧體磁環(huán)繞組變壓器。因為環(huán)形磁芯可以提高一次側(cè)、二次側(cè)繞組間的距離，實現(xiàn)高壓隔離。在實際應(yīng)用中，通常通過減小變壓器漏感Lk達到縮短驅(qū)動開通電壓建立時間的目的。用來估算漏感的公式[8]：

式中：μ0為真空磁導(dǎo)率；N為初級匝數(shù)；lm為繞組平均匝長；σr為初次級間絕緣層厚度；dm為各繞組厚度；M為漏磁勢組數(shù)；hm為初次繞組平均寬度。而要減小脈沖頂部的斜率(頂降)，需要增大脈沖變壓器的勵磁電感Lm。原邊勵磁電感計算式為：

式中：μ為鐵氧體磁導(dǎo)率；S為變壓器磁芯的截面積；N為初級匝數(shù)；l為磁芯磁路長度。

本文使用了Ferroxcube的TC6/4/2鐵氧體磁環(huán)，其內(nèi)外徑分別為4和6 mm，高度為2 mm，有效截面積Ae為1.97 mm2，最大工作溫度為200℃。原邊、副邊匝比N1∶N2=2∶1，原邊匝數(shù)為8匝，副邊匝數(shù)為4匝，便于安裝和固定。勵磁電感Lm約為80 μH，漏感僅為1.8 nH，符合脈沖驅(qū)動信號的傳輸要求。

在上面所述與門U3、U5輸出條件下等效源內(nèi)阻R0為100 Ω，勵磁電感Lm約為80 μH。算出電流上升下降變化3 mA，VN1－=0.15 V，VN2－=0.45 V。代入公式(3)、(4)可得TW2大于783 ns。本文選擇TW2=800 ns，脈沖寬度50 ns，脈沖周期850 ns，符合短路故障耐受時間2μs以內(nèi)的要求[9-10]。將上述參數(shù)代入式(2)可解出R2=945 Ω。根據(jù)實際運用，VB=VCC=5 V，R3=5 kΩ，Q1和Q2選用HN1C01F芯片，內(nèi)含一對NPN三極管。

3 仿真與實驗

3.1 仿真結(jié)果

為了驗證理論分析的正確性，本文使用仿真軟件Saber對所提出的電路進行仿真。仿真電路中相關(guān)器件參數(shù)與上文所示一致。仿真結(jié)果如圖6所示。圖中上半部分為解調(diào)出的PWM信號，下半部分為解調(diào)電路輸入信號。

圖6 電路的仿真波形

圖6(a)為正常傳輸情況下的波形，調(diào)制電路產(chǎn)生正負的脈沖群，通過脈沖變壓器被解調(diào)電路還原出驅(qū)動信號；圖6(b)為電路出現(xiàn)干擾脈沖傳輸波形，當出現(xiàn)干擾脈沖導(dǎo)致解調(diào)電路誤動作后快速排除干擾恢復(fù)正常。

3.2 實驗結(jié)果

為驗證上述分析的正確性，搭建了脈沖群調(diào)制解調(diào)方式的驅(qū)動信號磁隔離傳輸電路實驗平臺。

當輸出信號由高電平變?yōu)榈碗娖綍r，無源探頭的結(jié)電容通過反相器放電；當輸出信號由低電平變?yōu)楦唠娖綍r，觸發(fā)器輸出對結(jié)電容充電。

圖7(a)和(b)為驅(qū)動電路傳輸占空比為10%和90%的100 kHz脈沖信號實驗波形，能夠傳輸寬占空比信號。

圖8(a)和(b)為驅(qū)動電路的輸入輸出邊沿放大波形，其中開通、關(guān)斷延遲50 ns。開通上升時間和關(guān)斷下降時間約為20 ns。

由于實驗中示波器探頭的非理想性，其輸入100 pF的結(jié)電容充當負載電容CL。查閱施密特反相器SN74HC14的數(shù)據(jù)手冊CL=50 pF，延遲時間12 ns，上升下降時間8 ns，而示波器實測延遲時間20 ns，上升下降時間18 ns。在實際電路中，后一級電路輸入電容大約是10 pF，那么實際驅(qū)動電路調(diào)制解調(diào)開通、關(guān)斷延遲大約35 ns，上升下降時間10 ns。

圖7 100 kHz下不同占空比電路實驗波形

圖8 輸入輸出邊沿放大實驗波形

4 結(jié)論

本文根據(jù)磁隔離驅(qū)動電路的設(shè)計要求，對其驅(qū)動電路信號傳輸進行開發(fā)設(shè)計。通過采用同步脈沖群調(diào)制解調(diào)電路，脈沖周期與寬度優(yōu)化設(shè)計，合理設(shè)計變壓器參數(shù)，脈沖周期內(nèi)變壓器實現(xiàn)磁復(fù)位；滿足太陽電池最大功率跟蹤等寬范圍占空比PWM信號傳輸，具有較小的信號傳輸延遲，大約35 ns；對傳輸過程中出現(xiàn)干擾脈沖導(dǎo)致解調(diào)電路誤動作后，能夠在故障承受能力范圍內(nèi)快速糾正干擾恢復(fù)正常；最后通過搭建仿真與實驗平臺，驗證了該電路的有效性以及可靠性。