一種高頻場景候選波形方案

段向陽 辛 雨 暴 桐 華 健

(移動網(wǎng)絡(luò)和移動多媒體技術(shù)國家重點實驗室 深圳 518000)

(中興通訊股份有限公司 深圳 518000)

1 引言

通信變革日新月異，高速率、大容量、低時延高可靠的通信時代隨著第5代移動通信技術(shù)(5G)的商用正撲面而來[1]。5G新空口(5G New Radio, 5G NR)除了依托第4代移動通信(4G)良好的技術(shù)架構(gòu)和新的技術(shù)構(gòu)建，一個顯著的特點就是從匱乏的低頻頻譜資源擴(kuò)展到了豐富的高頻頻譜資源，使現(xiàn)在的移動網(wǎng)絡(luò)不僅可以工作在相對較低的頻段FR1(Frequency Range 1.45～6.0 GHz)，而且也可以應(yīng)用在相對較高的頻段FR2(Frequency Range 2, 24.5～52.6 GHz)[2]，從而滿足了人們當(dāng)前日益增加的需求。移動通信技術(shù)的發(fā)展和人類未來可持續(xù)發(fā)展的個性需求服務(wù)是相互制約、相互促進(jìn)的，雖然5G無線移動通信系統(tǒng)可以支撐未來10年信息社會的無線需求，但也有必要同步前瞻未來信息社會的通信需求。

目前，通信領(lǐng)域的技術(shù)人員已經(jīng)開展5G下一階段的工作和下一代移動通信系統(tǒng)(The Sixth Generation, 6G)概念與技術(shù)研究。標(biāo)準(zhǔn)化組織3GPP(The 3rd Generation Partnership Project)將從2020年開始5G標(biāo)準(zhǔn)的下一階段(可稱為“Beyond 5G”)研究，對應(yīng)的標(biāo)準(zhǔn)版本為5G NR Release-17及后續(xù)版本，標(biāo)準(zhǔn)化重點方向包括支持設(shè)計52.6 GHz以上毫米波頻段的空口特性[3]。2019年世界5G大會中國電信首席專家、美國貝爾實驗室院士分別作了“移動通信十大趨勢及6G展望”報告，標(biāo)志著全球正逐步達(dá)成6G研發(fā)的共識，具有豐富頻譜資源、高傳輸速率的太赫茲通信被列為未來移動通信中極具優(yōu)勢的寬帶無線接入(Terahertz bit/s級通信)技術(shù)[4,5]。太赫茲頻譜在通信等領(lǐng)域的開發(fā)利用受到了來自歐、美、日等國家和地區(qū)的高度重視，也獲得了國際電信聯(lián)盟的大力支持，將是6G研發(fā)的重要內(nèi)容[6]。

本文將52.6 GHz頻譜以上的通信場景統(tǒng)稱為高頻場景。隨著B5G和6G工作的推進(jìn)，高頻場景移動通信系統(tǒng)的研發(fā)將是下一階段的主要工作內(nèi)容之一，高頻場景候選波形、幀結(jié)構(gòu)、參數(shù)集(Numerology)、大帶寬的設(shè)計等都是未來核心研究的技術(shù)，本文將重點研究一種高頻場景的候選波形方案。

高頻場景面臨著一些問題，主要包括：路損比較大、功率放大器(Power Amplifier, PA)的效率比較低和相位噪聲(Phase Noise, PN)比較高等[7-9]。本文以單載波為基礎(chǔ)設(shè)計了高頻場景候選波形方案，具體包括候選波形的基本符號結(jié)構(gòu)，發(fā)射端、接收端結(jié)構(gòu)，以及上行和下行鏈路尾部序列長度可變方案等，通過仿真驗證了該候選新波形可以很好地克服高頻場景的上述問題。

2 高頻場景候選波形設(shè)計

針對高頻場景的主要問題，本文以單載波為基礎(chǔ)來設(shè)計高頻場景候選新波形。單載波具有峰均比(Peak to Average Power Ratio, PAPR)較低的優(yōu)點[10-12]，不僅可以克服PA效率低的問題，也可以通過提高發(fā)射功率，在一定程度上減輕路徑損耗比較大的問題；而且，單載波可以在時域上插入相位跟蹤參考信號(Phase Tracking Reference Signal,PTRS)[13]，這樣可以更好地估計和補償相位噪聲。雖然LTE(Long Term Evolution)和5G NR的上行鏈路已經(jīng)使用了單載波波形DFT-s-OFDM(Discrete Fourier Transform - single carrier - Orthogonal Frequency Division Modulation)，但現(xiàn)有的DFT-s-OFDM波形仍有些不足的地方，包括：(1)浪費了循環(huán)前綴(Cyclic Prefix, CP)資源，特別是在高頻場景，由于子載波間隔大，符號短，對于相同的多徑時延環(huán)境，CP開銷的占比就會更大；(2)需要額外的PTRS資源，而且，隨著高頻載頻的升高，相位噪聲會更大，就需要增加更多的PTRS開銷。下面，本文將以DFT-s-OFDM波形為基礎(chǔ)，通過增強和優(yōu)化，設(shè)計出一種適合高頻場景的候選新波形。

2.1 基本符號結(jié)構(gòu)的增強設(shè)計

圖1(a)是5G NR現(xiàn)有的波形DFT-s-OFDM時域數(shù)據(jù)的基本符號結(jié)構(gòu)[14]。圖中，每個符號的長度為1個快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)操作的時域長度再加上CP長度，其中，本文將1個FFT操作的時域長度稱為1個有效符號長度。有效符號長度為子載波間隔的倒數(shù)。接收端在解調(diào)數(shù)據(jù)時是對有效符號長度的數(shù)據(jù)進(jìn)行FFT操作，CP就白白丟掉了，浪費了資源。而且，現(xiàn)有的DFTs-OFDM波形無法靈活地自適應(yīng)無線多徑時延變化。因為，在保持子載波間隔不變的情況下，改變CP的長度會改變符號長度，從而影響了整個時隙結(jié)構(gòu)。

圖1(b)是增強和優(yōu)化的新型候選波形時域數(shù)據(jù)的基本符號結(jié)構(gòu)。圖中給出了1個參考信號符號(Reference signal Symbol, RS)和2個數(shù)據(jù)符號(Data Symbol, DS)，其余符號用省略號表示。每個符號的長度為1個FFT操作的時域長度，即符號長度為子載波間隔的倒數(shù)。數(shù)據(jù)符號內(nèi)的時域數(shù)據(jù)主要由數(shù)據(jù)Data和首尾插入序列(S2和S1)兩部分組成。相鄰數(shù)據(jù)符號的尾部插入序列(S1)是相同的，這樣，前一個數(shù)據(jù)符號的尾部插入序列(S1)就可以看作后一個數(shù)據(jù)符號的循環(huán)前綴，可以抵抗無線信道的多徑時延干擾。相鄰數(shù)據(jù)符號的首部插入序列(S2)也是相同的，這樣數(shù)據(jù)符號在過采樣之后，可以減少數(shù)據(jù)部分(Data)對尾部插入序列(S1)的干擾，以保證過采樣之后，相鄰數(shù)據(jù)符號的尾部部分仍然是相同的。首尾插入序列(S2和S1)是接收端已知的參考信號序列，可以用作相位噪聲估計、頻偏糾正、輔助信道估計和輔助同步等。同時我們也設(shè)計該首尾插入序列(S2和S1)來自參考信號符號(RS)的時域數(shù)據(jù)的首尾序列(S2和S1)，這樣也保證了參考信號符號的尾部(S1)可以看作后一個數(shù)據(jù)符號的循環(huán)前綴。這種符號結(jié)構(gòu)的設(shè)計可以節(jié)省額外的CP開銷，而且，隨著無線信道多徑時延的變化，尾部插入序列的長度也可以變化，相當(dāng)于改變了循環(huán)前綴長度，這樣可以靈活地自適應(yīng)多徑時延變化，進(jìn)一步提升頻譜效率。比如，當(dāng)無線信道多徑時延量變小時，尾部插入序列(S1)的長度就可以變短，在保持符號長度不變的情況下(即保持子載波間隔不變)，數(shù)據(jù)部分(Data)的長度就可以變長，這樣就可以提升頻譜效率。

圖1 5G NR現(xiàn)有的波形DFT-s-OFDM和高頻場景候選波形時域數(shù)據(jù)的基本符號結(jié)構(gòu)

高頻場景候選波形參考信號符號的時域數(shù)據(jù)序列RS(i)和數(shù)據(jù)符號的時域數(shù)據(jù)序列DS(i)分別表示為

其中，i=0, 1, ···, N-1, N表示參考信號符號(RS)和數(shù)據(jù)符號(DS)的長度，H表示數(shù)據(jù)符號首部插入序列S2的長度，N-H-T表示數(shù)據(jù)符號中數(shù)據(jù)Data的長度，T表示數(shù)據(jù)符號尾部插入序列S1的長度。

2.2 發(fā)射端和接收端結(jié)構(gòu)的增強設(shè)計

圖2(a)，圖2(b)分別為本文設(shè)計的高頻場景候選波形的發(fā)射端和接收端結(jié)構(gòu)框圖。

在發(fā)射端，待發(fā)送的比特數(shù)據(jù)經(jīng)過調(diào)制后，按照新波形封裝成符號級數(shù)據(jù)，然后經(jīng)過離散傅里葉變換(Discrete Fourier Transform, DFT)從時域變換到頻域，在頻域進(jìn)行賦形(Frequency Domain Spectrum Shaping, FDSS)操作，然后將頻域數(shù)據(jù)映射在對應(yīng)的子載波上，然后再添加零數(shù)據(jù)子載波，以實現(xiàn)過采樣。然后經(jīng)過離散傅里葉逆變換(Inverse DFT, IDFT)從頻域變換到時域。在這整個處理過程中，與5G NR DFT-s-OFDM波形處理過程不同的有：(1)基本符號結(jié)構(gòu)發(fā)生了變化，是按照新波形封裝成符號級數(shù)據(jù)；(2)在頻域添加了FDSS操作；(3)IDFT之后不需要添加傳統(tǒng)循環(huán)前綴CP了。在頻域添加FDSS的好處是，可以進(jìn)一步降低單載波信號的PAPR[15]，并且可以抑制OFDM符號內(nèi)數(shù)據(jù)部分在過采樣之后對尾部插入序列的串?dāng)_，這樣就可以保證過采樣后的前一符號尾部是后一符號的循環(huán)前綴。

在接收端，不需要去循環(huán)前綴操作，接收的數(shù)據(jù)經(jīng)過DFT操作從時域變換到頻域，然后在相應(yīng)的子載波上獲取頻域數(shù)據(jù)，然后進(jìn)行FDSS逆操作，再進(jìn)行頻域均衡，然后經(jīng)過IDFT操作從頻域變換到時域，在時域上進(jìn)行相位噪聲補償，即使用每個符號首尾插入的序列(S2和S1)進(jìn)行相位噪聲估計及補償，最后去除首尾插入序列(S2和S1)恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)信息。在這整個處理過程中，與5G NR DFT-s-OFDM波形處理過程不同的有：(1)不需要去循環(huán)前綴操作；(2)在頻域進(jìn)行FDSS逆操作；(3)使用每個符號首尾插入的序列(S2和S1)進(jìn)行相位噪聲估計及補償；(4)在相位噪聲估計及補償后去除首尾插入序列(S2和S1)。第3節(jié)將通過仿真顯示，使用每個符號首尾插入的序列(S2和S1)進(jìn)行相位噪聲估計，可以更好地補償相位噪聲。

圖2 高頻場景候選波形的發(fā)射端、接收端結(jié)構(gòu)的增強設(shè)計

2.3 尾部序列長度可變方案

前面介紹了增強和優(yōu)化的高頻場景候選新波形尾部插入序列(S1)的長度可以隨著無線信道多徑時延的變化而變化，以進(jìn)一步提升頻譜效率。本節(jié)針對該特點，分別為高頻場景候選新波形的上行和下行鏈路，設(shè)計了一種候選的尾部序列(S1)長度可變方案。

2.3.1 上行方案

在上行鏈路中，本文設(shè)計不同用戶主要采用頻分復(fù)用方式，每個用戶占用頻域上某個子帶。系統(tǒng)根據(jù)用戶經(jīng)歷的無線信道環(huán)境變化情況，以時隙為單位調(diào)整數(shù)據(jù)符號尾部序列長度以適應(yīng)多徑時延的變化。

假設(shè)在某個子帶上某用戶經(jīng)歷了無線信道時延由大變小的過程，圖3給出該場景下該子帶上新波形尾部序列(S1)長度可變方案的一個例子(圖例僅用于輔助文字說明，不代表實際大小)。該例中顯示了連續(xù)2個時隙，每個時隙包含15個符號，每個符號的長度均相同。該例中，每個時隙的第1個符號為參考信號符號(RS)，剩下的均為數(shù)據(jù)符號，每個數(shù)據(jù)符號的首部和尾部序列分別復(fù)制了參考信號符號的首部和尾部序列。其中，數(shù)據(jù)符號的首部序列長度是固定的，只有尾部序列(S1)長度自適應(yīng)多徑變化。假設(shè)在第1時隙區(qū)間，用戶經(jīng)歷的無線信道時延擴(kuò)展比較大，那么第1時隙數(shù)據(jù)符號中的尾部序列(S1)長度就比較大；假設(shè)在第2時隙區(qū)間，用戶經(jīng)歷的無線信道時延擴(kuò)展減少了，則從第2時隙參考信號符號后面的數(shù)據(jù)符號開始，就可以減少數(shù)據(jù)符號后面插入的尾部序列(S1)長度，以提高頻譜效率。

2.3.2 下行方案

在下行鏈路中，為了保持低峰均比的單載波類型，本文設(shè)計不同用戶主要采用時分復(fù)用方式，每個用戶在時域上占用不同的數(shù)據(jù)符號。由于每個用戶所處的位置不同，基站給每個用戶發(fā)送的數(shù)據(jù)所經(jīng)歷的無線信道也不相同，因此，為了保證前面數(shù)據(jù)符號的尾部序列(S1)有足夠的長度作為后面數(shù)據(jù)符號的循環(huán)前綴，本文設(shè)計在兩個參考符號之間的多個數(shù)據(jù)符號中，數(shù)據(jù)序列后邊插入的尾部序列(S1)的長度按照從大到小次序依次進(jìn)行排列，長度相同的就沒有次序之分。也就是說，所經(jīng)歷的無線信道多徑時延大的用戶數(shù)據(jù)調(diào)度在前面的數(shù)據(jù)符號里傳輸，所經(jīng)歷的無線信道多徑時延小的用戶數(shù)據(jù)調(diào)度在后面的數(shù)據(jù)符號里傳輸。由于參考信號符號(RS)是多個用戶共用的，因此，對于調(diào)度在最后一個數(shù)據(jù)符號的用戶，雖然多徑時延相對比較小，但為了保證該數(shù)據(jù)符號后面的參考信號符號有足夠長度的循環(huán)前綴，本文設(shè)計最后一個數(shù)據(jù)符號尾部序列(S1)的長度大于等于該數(shù)據(jù)符號后面的參考信號符號后面的第1個數(shù)據(jù)符號的尾部序列(S1)的長度。

圖3 上行鏈路尾部序列(S1)長度可變方案

圖4給出多個用戶采用時分復(fù)用方式尾部序列(S1)長度可變方案的一個例子。該例子中下行鏈路有7個用戶，每個用戶經(jīng)歷的多徑時延不相同，其中用戶1(U1)和用戶2(U2)經(jīng)歷的無線信道時延較大，因此分配了前4個數(shù)據(jù)符號給用戶1和用戶2，這4個數(shù)據(jù)符號的尾部序列(S1)長度比較長；用戶3(U3)、用戶4(U4)和用戶5(U5)經(jīng)歷的無線信道時延較小，則分配了后10個數(shù)據(jù)符號給用戶3、用戶4和用戶5，這10個數(shù)據(jù)符號的尾部序列(S1)長度比較??；雖然這里的用戶5經(jīng)歷的多徑時延比較小但由于占用了最末端符號，為了保證下一個參考信號符號后面的用戶在對該參考信號符號進(jìn)行信道估計時有足夠的循環(huán)前綴長度，因此，增加了用戶5的尾部序列(S1)長度。在這里，每個用戶是根據(jù)實際需要使用合適長度的尾部序列(S1)，提高了系統(tǒng)整體的頻譜效率。

3 仿真研究

本節(jié)對提出的高頻場景候選新波形和5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM進(jìn)行峰均比PAPR、誤塊率(BLock Error Ratio, BLER)和功率譜密度(Power Spectral Density, PSD)性能仿真研究，這里命名高頻場景候選新波形為E DFT-s-OFDM(Enhanced DFT-s-OFDM)。

(1) PAPR：PAPR性能仿真參數(shù)如表1所示，仿真結(jié)果如圖5所示。從仿真結(jié)果可以看出，在互補累計分布函數(shù)(Complementary Cumulative Distribution Function, CCDF)等于10-4時，E DFTs-OFDM比5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的PAPR要低大約3 dB。為了進(jìn)一步比較，如果令5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM也引入相同的FDSS技術(shù)，則仿真結(jié)果顯示這兩種波形的PAPR就是相同的了。因此說明，在E DFT-s-OFDM波形中采用的FDSS方案可以很好地降低PAPR。

圖4 下行鏈路尾部序列(S1)長度可變方案

表1 仿真參數(shù)

圖5 高頻場景候選波形(E DFT-s-OFDM)與5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的PAPR性能比較

圖6 高頻場景候選波形(E DFT-s-OFDM)與5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的BLER性能比較

表2 仿真參數(shù)

(2) BLER：圖6是高頻場景候選波形與5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的BLER仿真結(jié)果，仿真參數(shù)如表2所示，載頻60 GHz，調(diào)制方式16 QAM，子帶帶寬24 RB，子載波間隔960 kHz, IFFT取4096點，信道類型為TDL-A信道[16](無線信道多徑時延大小為10 ns，多普勒頻移為10 Hz)。該仿真中，5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的每個時隙包含14個符號，其中第4個符號配置為解調(diào)參考信號(DeModulation Reference Signal, DMRS)，其余的配置為數(shù)據(jù)符號，每個數(shù)據(jù)符號配置8個PTRS用來估計相位噪聲，PTRS開銷大約為3%；該仿真中，高頻場景候選波形的每個時隙包含15個符號，其中第1個符號配置為DMRS，其余的配置為數(shù)據(jù)符號，每個數(shù)據(jù)符號的首部和尾部插入序列(S2和S1)長度分別為6和14，這個首部和尾部插入序列的開銷與該仿真中5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM循環(huán)前綴的開銷相同，該首部和尾部序列(S2和S1)用來估計相位噪聲。由于該仿真中高頻場景候選波形沒有配置額外的PTRS開銷，因此在相同的時頻資源里，高頻場景候選波形傳輸?shù)臄?shù)據(jù)塊大于5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)塊，也就是說，如果該仿真顯示的BLER相同，仍然可以證明高頻場景候選波形的頻譜效率大于5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的頻譜效率。如果考慮到尾部序列(S1)長度可變以自適應(yīng)無線信道多徑時延量，則高頻場景候選波形的頻譜效率會更高一點。為了在PAPR相同的情況下對比BLER性能，該仿真中5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM也采用了FDSS方案。

從仿真結(jié)果可以看出，當(dāng)接收端沒有進(jìn)行公共相位誤差(Common Phase Error, CPE)補償或進(jìn)行了理想CPE補償時，這兩種波形的BLER都是相同的，這說明相位噪聲對高頻場景候選波形與5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的性能影響是相同的。當(dāng)接收端利用首尾插入序列(S2和S1)或者PTRS來估計相位噪聲并進(jìn)行CPE補償時，高頻場景候選波形的BLER性能明顯好于5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM，并且接近理想CPE補償時的性能。這是因為高頻場景候選波形首尾插入序列(S2和S1)的元素個數(shù)(該仿真中元素個數(shù)為6+14=20)要大于5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM每個數(shù)據(jù)符號配置的PTRS個數(shù)。高頻場景候選波形沒有配置額外的PTRS開銷，其相位噪聲估計效果就已經(jīng)接近理想的CPE估計，如果再配置少量的PTRS，則可以進(jìn)一步提升相位噪聲補償效果。因此，本文提出的高頻場景候選波形更適合大相位噪聲的高頻場景。

(3) PSD：本文設(shè)計的高頻場景候選波形方案不但具有更低的PAPR和更好的相位噪聲估計能力，而且還能很好地降低帶外泄漏。這是因為本文設(shè)計的高頻場景候選波形方案中，在一個時隙內(nèi)的每個符號的首部和尾部序列(S2和S1)都是相同的，這樣保證了符號之間時域信號的連續(xù)性，因此帶外泄漏就比較小。

圖7是高頻場景候選波形與5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的功率譜密度仿真結(jié)果，仿真參數(shù)與表2相同。從仿真結(jié)果可以看出，高頻場景候選波形的帶外泄漏明顯小于5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM。

圖7 高頻場景候選波形(E DFT-s-OFDM)與5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的PSD比較

4 結(jié)束語

本文以DFT-s-OFDM波形為基礎(chǔ)，通過增強和優(yōu)化，設(shè)計了一種高頻場景候選波形方案(E DFT-s-OFDM)。該候選波形增強設(shè)計了基本符號結(jié)構(gòu)、發(fā)射端結(jié)構(gòu)和接收端結(jié)構(gòu)，并且根據(jù)時域數(shù)據(jù)基本符號結(jié)構(gòu)特點設(shè)計了尾部序列長度可變的上行和下行鏈路方案。相比于5G現(xiàn)有波形方案，該高頻場景候選波形方案具有更高的頻譜效率。同時，性能仿真研究證明了該高頻場景候選波形方案峰均比低、相位噪聲估計效果好，可以很好地解決高頻場景面臨的主要問題。而且，該高頻場景候選波形方案的帶外泄漏也很小。因此，該高頻場景候選新波形方案(E DFT-s-OFDM)是未來高頻場景中極具有競爭力的一種新型候選波形方案。