包含Kink效應的改進型GaN HEMTs模型

侯彥飛，劉祎靜，李灝，何偉，呂元杰，劉軍，楊宋源，王伯武，于偉華

(1.北京理工大學 毫米波與太赫茲技術北京市重點實驗室，北京 100081；2. 河北半導體研究所 專用集成電路國家重點實驗室，河北，石家莊 050051)

AlGaN/GaN高電子遷移率晶體管(HEMTs)由于其優(yōu)越的二維電子氣(2DEG)特性、可觀的飽和漂移速度和擊穿電壓，被廣泛應用于毫米波功率放大電路中. 以AlGaN/GaN HEMTs器件為基礎的放大電路具有耐高電壓、輸出功率高、抗干擾性強等優(yōu)點，特別適合于高頻高功率應用，是毫米波應用電路的重要組成部分. 盡管GaN HEMTs器件具有上述優(yōu)點，在實際應用中，Kink效應會對電路性能造成巨大影響. Kink效應主要表現(xiàn)為閾值電壓漂移，并且在特定漏極/柵極電壓范圍內漏極電流的突變式增加，導致?lián)舸╇妷航档?，直?射頻特性畸變.

Kink效應存在于各種類型的場效應晶體管中，許多研究試圖揭示其原理進而消除Kink效應，然而通過變更材料特性，優(yōu)化管芯結構等嘗試得到的效果并不理想[1-2]. 大量的實驗工作表明，Kink效應與介質材料[3]、環(huán)境溫度[4]及光敏特性有關. 這種效應還取決于器件的結構和布局，柵極長度以及外延材料的性質[5]. 通常認為碰撞電離和陷阱效應的相互作用是Kink效應產生的直接原因[5-8]. 同時，也有研究[9-12]表明柵極附近的受強場依賴的深層空穴的去陷阱過程也可能導致Kink效應. 鑒于其復雜的成型機理，Kink效應幾乎不可能完全消除，在實際電路中影響又無法忽略，因此需要在等效電路模型中準確的表征其特性.

在已發(fā)表的研究工作中，許多緊湊型模型如EE_HEMT1模型[13]，Angelov GaN模型[14]，MVSG模型[15]和ASM GaN模型[16]，在精確表征器件性能方面多有建樹. 但是目前的研究多集中在電熱特性及陷阱效應的建模表征方面，Kink效應的建模研究相對較少. 曹夢逸等[17]提出了一種改進的GaN EEHEMT模型，包含了Kink效應，并在其等效電路和電流表達方面改進了EEHEMT模型. 但是，由于在該模型中增加了10多個參數(shù)，極大地增加了參數(shù)提取和優(yōu)化難度. Zheng等[18]提出了一種用于GaN HEMT大信號模型的可擴展有源補償子電路. 通過引入補償子電路來改善包括Kink效應在內的模型精度. 同樣地，該子電路也增加了參數(shù)提取的難度.

Birafane等[19]提出了一種包含Kink效應的純解析模型. 他們通過添加新的DC電流方程來修改LDMOS模型，以應用于GaN技術，并且從IV特征出發(fā)推導出新的包含熱效應和Kink效應的解析方程來完成其模型的構建. 毛書漫和徐躍杭使用上述方法[20]提出了GaN模型的簡化版本. 在他們的工作中，將Kink效應消失時的漏-源電壓Vds_Kink建模以適應其偏置依賴性. 此外，他們采用改進的Angelov模型來簡化Ids表達式. 以上提出的包含Kink效應的GaN大信號模型都采用了在已有模型基礎上，增加補償電路或補償公式的方式進一步擬合Kink效應，但是都未考慮與偏置電壓相關的閾值電壓漂移現(xiàn)象.

本文提出的GaN HEMT模型，采用常規(guī)小信號提參方法，可以準確擬合寬帶S參數(shù). 針對直流特性中Kink效應帶來的電流突變及閾值電壓漂移現(xiàn)象，改進了Ids表達式. 提參建模過程簡便明晰，模型擬合精度高.

1 器件結構與特性

本文提出的大信號模型以AlGaN/GaN HEMT器件為基礎，器件的結構示意圖與實物照片如圖1所示. 該器件為雙指結構，其柵長為90 nm，單指柵寬為40 μm，襯底為SiC，外延層生長采用MOCVD方法，異質結包括厚度為2 μm的GaN緩沖層和厚度為18 nm的AlGaN勢壘層. 為進一步增強溝道中的二維電子氣密度(2DEG)，異質結中插入厚度為1 nm的AlN. 2DEG遷移率和載流子濃度分別為2 018 cm2/(V·s)和1.1×1013cm-2. 該器件在+1.0 V的柵極偏壓下達到最大漏極電流密度1.2 A/mm，峰值跨導率約為300 mS/mm. 在文獻[21-22]中進一步詳細解釋了器件的外延生長和工藝.

器件S參數(shù)測試采用Anritsu MS4647A矢網和Anritsu 3743A MMW組件(70 kHz～110 GHz)，測試頻率為0.1～110 GHz，偏置條件為Vgs=-3 V，Vds=10 V. 圖2所示為測試所得器件最大可用功率增益(MAG)和穩(wěn)定因子K.

2 小信號模型

本文采用的小信號模型等效電路如圖3所示. 寄生參數(shù)提取采用常規(guī)的cold-FET技術，焊盤寄生電容由截止條件下測量的S參數(shù)(Vds=0 V，Vgs=-6 V)確定，而寄生電阻和電感采用正偏條件

(Vds=0 V，Vgs=2 V)下測量的S參數(shù)計算. 在對所提取的寄生參數(shù)進行去嵌入之后，即可以在任意偏置條件下提取偏置相關的本征參數(shù)[23]. 表1為參數(shù)提取結果，圖4為S參數(shù)擬合結果. 仿真結果表明，該小信號模型在0～110 GHz寬帶范圍內可以對器件的S參數(shù)進行準確建模.

表1 小信號等效電路模型參數(shù)

3 大信號模型

等效電路模型的非線性特性可以通過使用圖5所示的8端口符號定義器件(SDD)形式來實現(xiàn). 該方法依賴于端口電壓，電流及其導數(shù)進行設定. 當內部參數(shù)隨柵極和漏極電壓一起變化時，即可反映出器件大信號特征[24]. SDD模型的每個端口應由等式定義，模型的端口參數(shù)在之前的工作[22]中已有詳細描述.

在原工作[22]基礎上，結合Kink效應帶來的新特性進一步完善表達式. 當Vgs≥Vt時

Ids=ABC.

(1)

A=10-3a1tanh(a2(Vgs-Vt)).

(1a)

B=10-3b1tanh(Vgs)Vds1+
b2(Vgs+b3)(Vds+b4)+b5.

(1b)

C=tanh(c1tanh(c2(Vgs-Vt))Vds).

(1c)

式中Ids為器件隨柵極和漏極電壓而變化的DCI-V特性. 當Vgs

Ids=0.

(2)

式中Vt為器件閾值電壓，其隨靜態(tài)偏置電壓變化關系可表示為

Vt=[t1+t2tanh(t3Vgsq+t4)].

(3)

式中：a1～a3,b1～b5,c1,c2,d以及t1～t4為擬合參數(shù)；Vgsq為柵極靜態(tài)偏置電壓(脈沖測試基礎電壓).

對于Ids非線性公式，A，B和C分別用于描述GaN HEMT的跨導特性，Kink效應和拐點電壓特性. 與文獻[22]中介紹的表達式相比，在A部分中取消了柵極電壓的高階項，因為跨導的斜率更加平滑;同時，B部分增加了一個新的Vgs-Vds公式，以適應Kink效應性能. 最后對閾值電壓Vt的偏置依賴性進行建模. 圖6比較了新舊模型的仿真結果，與舊模型相比，新模型在擬合Kink效應方面達到了更好的精度. 圖7為閾值電壓漂移現(xiàn)象的仿真與測試結果對比. 測試數(shù)據(jù)采用Keysight B1500A進行靜態(tài)DC測試，Ids-Vds曲線的靜態(tài)電壓為Vgsq=-6 V且Vdsq=0 V.

在完成了GaN HEMT器件直流I-V特性的非線性函數(shù)擬合之后，接下來需要分別對本征參數(shù)建立其隨偏置變化的函數(shù)關系. 當Vds=10～15 V時，分別測試從-5～-2 V多個偏置點下的小信號S參數(shù)，測試間隔為0.5 V. 利用S參數(shù)提取每個偏置點下對應的本征參數(shù)，結果表明，只有Cgs、Cgd隨柵壓和漏壓變化較為明顯，而其他參數(shù)基本保持不變.Cgs、Cgd的函數(shù)擬合曲線分別如圖8(a)8(b)所示，其擬合函數(shù)為

Cgs=(e1Vds+e2)[e3+e4tanh(e5Vgs+e6)].

(4)

(5)

式中e1～e6和f1～f7為擬合系數(shù).

為進一步驗證模型收斂特性，對改進后的模型進行了90 GHz大信號仿真，如圖9所示. 從圖9中可以看出，功率附加效率(PAE)隨著輸入功率的增加而增加，當輸入功率為16 dBm時，最大PAE為17%，飽和輸出功率可達23.7 dBm，功率增益壓縮至7.4 dB. 在整個仿真過程中，模型收斂性非常好，可以進行電路級仿真.

4 結 論

本文提出了一種針對AlGaN/GaN HEMT中Kink效應的大信號模型. 在原有工作基礎上，改進Ids公式以適應Kink效應的新特征. 該模型借鑒了解析式方法對器件新特性進行補償?shù)淖龇ǎ瑫r，并不單純地增加補償子公式，而是以原有公式為基礎進行改進，使得表達式更加簡潔，模型收斂性更好. 在此基礎上，提取了閾值電壓Vt并對其偏置依賴性進行建模. 仿真和測量結果的比較表明，該模型在S參數(shù)和DC特性建模方面具有很高的精度.