一種低剖面混合結(jié)構(gòu)引信天線設(shè)計研究

亓 東，王孟倫，李 曉，陳 彬

(中國空空導(dǎo)彈研究院，河南 洛陽 471009)

0 引 言

微帶天線是一種體積小、剖面薄、重量輕的小型化天線，其整體具有平面結(jié)構(gòu)，容易實現(xiàn)導(dǎo)彈、衛(wèi)星等載體表面的完整共形，在通信設(shè)備及武器裝備上有較為廣泛的應(yīng)用[1]。大多數(shù)微帶天線在整體結(jié)構(gòu)及饋電方式實現(xiàn)上較為簡便，當相對增益較高或有特殊波束要求，則需要采用陣列或特殊結(jié)構(gòu)的微帶形式。天線工作于較高頻段如毫米波波段時，相對復(fù)雜的饋電線所引起的輻射損耗會引起天線整體的阻抗失配，造成遠場方向圖的畸變。

引信天線是彈載武器系統(tǒng)的重要組成部分，承擔末端對目標的回波探測功能[2]。目前，引信天線多采用波導(dǎo)縫隙類天線或微帶線性陣列天線形式，存在安裝空間大、成本高及方向圖控制困難等問題。本文設(shè)計了一種低剖面微帶混合結(jié)構(gòu)形式的行波天線陣列結(jié)構(gòu)，天線可便捷形成側(cè)射雙波束輻射方向圖，陣列的輻射單元為多個獨立微帶貼片，采用帶狀線平行定向耦合器對輻射單元饋電，新型多層的介質(zhì)分布結(jié)合開口輻射窗的混合結(jié)構(gòu)形式,既實現(xiàn)了單口徑雙波束以滿足引信多任務(wù)的訴求，又易于共形安裝，同時也展寬了天線的整體帶寬。

1 低剖面混合結(jié)構(gòu)天線實現(xiàn)原理

1.1 常規(guī)平面結(jié)構(gòu)微帶天線

無線電引信實現(xiàn)對空中飛行目標的作戰(zhàn)功能，完成對目標的近距探測任務(wù)。其遠場方向圖要求在彈體周向?qū)崿F(xiàn)寬波束覆蓋，軸向方向窄波束且波束前傾，前傾角度由引戰(zhàn)配合決定[3-5]。當采用微帶陣列天線實現(xiàn)時，為實現(xiàn)前傾設(shè)計，天線需要采用行波線性陣列方式。陣列采用微帶直線陣時，其平面布局方式如圖1所示，其中，金屬饋線及矩形貼片均置于單層介質(zhì)基板上，當需要實現(xiàn)波束傾角調(diào)整時，對饋電線進行相位調(diào)整處理，如圖2所示。

圖1 直線陣行波微帶天線Fig.1 Linear array travelling-wave microstrip antenna

圖2 折線型微帶陣列Fig.2 Polyline microstrip antenna

圖2中，通過調(diào)整相鄰單元之間折線的長度，可以改變單元間饋電相位差，從而達到調(diào)整波束傾角的目的[6]。但當工作于毫米波頻段時，折線部分的直角彎頭或曲線形式造成的輻射將產(chǎn)生較大的寄生輻射，類似于城墻線天線，其饋線的空間輻射可能超過矩形貼片的輻射，造成遠場方向圖的畸變。對于單層微帶結(jié)構(gòu)，采用并饋方式，利用微帶功分器可以達到相位調(diào)整的目的，但復(fù)雜毫米波功分器造成的輻射同樣難以忽略[7-9]。

1.2 混合結(jié)構(gòu)天線

本文采用多層結(jié)構(gòu)帶狀線對開口矩形貼片進行饋電，天線通過在多層板開口露出有效電平面，可有效避免饋線的輻射，得到高效天線單元形式[10]。單個貼片的實現(xiàn)方式如圖3～4所示。

圖3 帶狀線饋電方式Fig.3 Stripline feed mode

圖4 單元剖面圖Fig.4 Unit profile

介質(zhì)帶狀線連接饋電點與輻射單元，位于兩層介質(zhì)之間，這樣可使金屬饋線無法產(chǎn)生輻射。輻射單元位于兩層介質(zhì)之間，在其上輻射端面開一個與貼片單元同樣大小或略大的開口，即能夠使貼片正常的向上半空間產(chǎn)生輻射。

取相對介電常數(shù)εr=2.2，上下介質(zhì)厚度h=0.5 mm，帶狀線寬度為0.22 mm，f0=35 GHz,采用有限元仿真計算對單個開口貼片饋電的方向圖如圖5所示。

圖5 帶狀線對單個單元饋電的方向圖Fig.5 Radiation pattern of each unit feeding by stripline

由仿真的遠場方向圖，通過帶狀線對單貼片單元饋電，可得到高增益且相對均勻的方向圖，是作為陣列單元的良好選擇。

通過將多層混合與天線金屬輻射平面以貼片開口形式相結(jié)合，使天線整體Q值得到優(yōu)化，最終獲得天線帶寬的展寬。

為實現(xiàn)有限空間雙波束探測需求，以圖3所示的單貼片作為單元實現(xiàn)行波陣列單元，通過上下共口徑雙饋電網(wǎng)絡(luò)的方式實現(xiàn)雙波束探測。方向圖設(shè)計中，為實現(xiàn)低副瓣設(shè)計，一般采用通過四分之一波長阻抗變換線調(diào)整口面分布及阻抗匹配的方法，或者饋線不變，通過調(diào)整輻射單元面積的大小達到調(diào)整口面分布的目的，從而獲得要求的低副瓣特性[11-13]。本文利用平行線帶狀線定向耦合器對單個單元饋電，多個平行線帶狀線定向耦合器級聯(lián)形成饋電電路分別對應(yīng)獨立的矩形貼片，通過控制不同單元定向耦合器耦合度的大小達到調(diào)整幅度分布的目的，通過調(diào)整饋線的長度達到控制相位分布的目的，從而調(diào)節(jié)陣列單元的幅相分布，實現(xiàn)特定的口面分布，以滿足低副瓣設(shè)計。通過帶狀線定向耦合器對圖3中的單元饋電，建立n元行波陣列天線，通過雙饋電切換，實現(xiàn)共口徑雙波束設(shè)計。其整體原理圖如圖6所示。

圖6 天線及饋電原理圖Fig.6 Antenna and feed schematic diagram

圖6中信號從第一級定向耦合器的饋電端口饋入，耦合一部分功率，通過耦合端口向第一個貼片單元饋電，同時信號通過定向耦合器的直通端口向下一級定向耦合器傳輸，繼續(xù)耦合至后面的貼片單元，逐級傳輸耦合，直至末端的匹配端口。

2 陣列設(shè)計及仿真

對陣列天線從射頻電路及場路兩方面進行分析。建立該特殊形式饋電電路的電路模型，根據(jù)預(yù)定要求的口面分布得到射頻電路的輸出結(jié)果，確定各單元對應(yīng)的電路參數(shù)；根據(jù)計算得到的電路參數(shù)，建立全天線的電場分析模型分析，計算得到其遠場方向圖，驗證輸入模型的準確性。

2.1 天線電路參數(shù)計算

對于單個饋電點電路，建立一個5單元的陣列天線，各單元的平行線定向耦合器通過帶狀線級聯(lián)，耦合器耦合端連接貼片單元。在進行電路分析時，假設(shè)天線單元與饋線完全匹配，可將天線等效為與饋電線同阻抗的匹配負載。如圖7所示，設(shè)定向耦合器的輸入端電壓為V0，V1，V2，V3，V4，輸出端電壓為V0s，V1s，V2s，V3s，V4s，各定向耦合器對應(yīng)的耦合度為C0，C1，C2，C3，C4，各貼片單元等效的負載處的耦合端電壓為V01，V11，V21，V31，V41。

圖7 上饋電點電路原理圖Fig.7 Schematic diagram of upper feed point circuit

當貼片單元處的饋電電壓V01∶V11∶V21∶V31∶V41=1∶1∶1∶1∶1且電壓同相時，陣列為均勻分布，此時的第一副瓣電平約為13 dB。

為實現(xiàn)低副瓣設(shè)計，取陣列的口面的分布為泰勒分布，等副瓣數(shù)目為7，設(shè)計副瓣電平SLL=-25 dB,經(jīng)計算，滿足泰勒分布的理論電壓比為V01∶V11∶V21∶V31∶V41= -13.551 5∶-3.019 0∶0∶-3.019 0∶-13.551 5 dB。

耦合器的長度為λ/4，即耦合器的輸入端電壓與輸出端存在90°的相位差，將定向耦合器直接級聯(lián)時，各單元處將不同相。這時可在前一級定向耦合器的輸出端增加一段長度為3λ/4長的帶狀線，帶狀線的特征阻抗與耦合器特征阻抗相同，調(diào)節(jié)下一級耦合器輸入端的電壓，使耦合端單元處的電壓保持同相。

四端口平行線定向耦合器為各個端口均達到匹配的四端口網(wǎng)絡(luò)，各個定向耦合器均可以看作是前一級的輸入負載，同時末端端接匹配負載。沿傳輸方向可以看作處處均達到阻抗匹配,通過帶狀線調(diào)節(jié)相位后，各級定向耦合器輸入輸出電壓關(guān)系為：V0s=V1，V1s=V2，V2s=V3，V3s=V4，根據(jù)定向耦合器的工作原理，對于圖6中第一和第二級定向耦合器，存在：

(1)

(2)

V1=-j·V0s

(3)

(4)

則

V01=V0·C1

(5)

(6)

依次向下一級定向耦合器計算，可得到：

(7)

(8)

(9)

設(shè)置位于中心單元的定向耦合器C3=15 dB,即C3=0.177 8,由式(5)～(9)，聯(lián)立前面已得到的各單元電壓比，即可以計算出其余四個定向耦合器的耦合度。根據(jù)射頻仿真軟件中的帶狀線定向耦合器仿真計算功能，可得到各定向耦合器的特征參數(shù)，在ADS中建立電路的仿真模型進行計算驗證，圖7為電路顯示前三個單元的部分電路圖，在輸入端增加幅度為1 V的電壓源，對電路進行瞬態(tài)仿真，計算V01～V41各單元輸出電壓波形，其中典型的第一和第四單元電壓分別如圖8所示。

圖8 電路瞬態(tài)仿真輸出電壓波形Fig.8 The output voltage waveform of circuit transient simulation

由ADS電路仿真得到的輸出電壓波形圖，經(jīng)輸出端增加帶狀線調(diào)整后，各單元的輸出電壓依次滯后一個周期，饋電相位同相，各電壓的幅度依次為0.038，0.130，0.185，0.130，0.038，歸一化并轉(zhuǎn)化為電平值后與理論電壓值相比，如表1所示。

由表1可知，仿真值與理論預(yù)期值非常接近，通過調(diào)整不同單元定向耦合器的耦合度，可獲得理論上需要的單元電壓值，從而達到調(diào)整天線的口徑場分布的目的。

表1 電壓分布對比Table 1 Contrast of voltage distribution

2.2 天線場路計算

根據(jù)電路仿真計算得到的耦合度數(shù)值，對定向耦合器的各項特征參數(shù)，如線寬、線長及平行線間距進行計算，得到各個單元及對應(yīng)電路的參數(shù)后，在有限元電磁場仿真軟件中建立三維仿真模型，同時根據(jù)100 Ω饋線計算對應(yīng)的貼片單元的長度及寬度參數(shù)，采用相對介電常數(shù)εr=2.2，介質(zhì)厚度B=0.5 mm的介質(zhì)基板，每個電路吸收端采用漸變結(jié)構(gòu)形式，建立仿真模型如圖9所示。

圖9 三維仿真模型Fig.9 3-D simulation model

根據(jù)仿真模型加工天線PCB板，材料基材采用兩層RT/duroid 5880 (tm)基板，總厚度1.016 mm，上下外表面敷銅，加工完成后的天線外形如圖10所示。

圖10 天線加工外形Fig.10 Finished antenna configuration

在暗室對加工后的天線進行測試，得到其三維遠場方向圖，如圖11所示。仿真與實測對比如表2所示。通過對樣件的測試可知，兩個饋電點下的方向圖與仿真值均比較接近。

表2 仿真與實測對比Table 2 Contrast of simulation and test

圖11 H面遠場方向圖Fig.11 Far field pattern of H plane

天線駐波曲線如圖12所示。測試得到的遠場方向圖符合引信天線的波束前傾探測要求，兩種波束傾角的探測方向圖可分別適應(yīng)不同的速度類型，同時天線副瓣較低，VSWR≤2的帶寬大于700 MHz，是一種性能優(yōu)良的天線。

圖12 駐波曲線Fig.12 The VSWR curve

3 結(jié) 論

本文提出一種新型毫米波小型化低剖面多波束引信天線形式，混合多層結(jié)構(gòu)具有小型化可共形安裝的優(yōu)點。天線設(shè)計中采用場路結(jié)合的設(shè)計手段，可準確獲得電路參數(shù)，精確調(diào)整單元的饋電幅度及相位，具有良好的方向圖特性，解決了常規(guī)平面行波引信天線的方向圖畸變問題，可在有限口徑內(nèi)便捷形成雙傾角波束，為無線電引信適應(yīng)不同目標類型提供了新的前端探測技術(shù)手段[14]。