高邊智能功率芯片的高精度電流檢測電路

畢立強(qiáng)，蔡小五，譚守標(biāo)，趙海濤，方侃飛

(1.安徽大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，安徽 合肥 230601;2.中國科學(xué)院微電子研究所 硅器件與集成電路研發(fā)中心，北京 100029)

隨著國內(nèi)汽車數(shù)量的增加，為了降低能源消耗、提高能源利用效率，智能功率芯片將逐步替代傳統(tǒng)電子繼電器.智能功率芯片主要有兩類：高邊、低邊智能功率芯片.智能功率芯片集成了驅(qū)動電路、功率管及其保護(hù)電路.驅(qū)動電路主要有兩種：一種是由二極管與電容組成的自舉升壓電路，應(yīng)用于高壓功率管，其優(yōu)點是可以驅(qū)動高壓大電流功率器件，缺點是驅(qū)動電路與功率器件分立；另一種是電荷泵升壓電路，應(yīng)用于低壓功率管，其優(yōu)點是驅(qū)動電路與功率管集成于一體，缺點是工作電壓、電流較小.由于智能功率芯片中的功率器件導(dǎo)通電阻小、耐壓高，因此智能功率芯片對汽車電子照明系統(tǒng)能源效率的提高有重要作用[1].同時，智能功率芯片體積小、重量輕、集成度高，為物理系統(tǒng)的設(shè)計提供了方便.過流保護(hù)、過壓保護(hù)及過溫保護(hù)電路，是控制系統(tǒng)中不可或缺的部分[2]，其中過流保護(hù)為控制系統(tǒng)最重要的功能.隨著多種應(yīng)用需求的出現(xiàn)，對過流保護(hù)電路電流檢測精度的要求越來越高.該文在簡單介紹具有電荷泵結(jié)構(gòu)的高邊智能功率芯片工作原理后，提出適用于高邊智能功率芯片的高精度電流檢測電路.

1 高邊智能功率芯片工作原理及電流檢測分析

具有電荷泵結(jié)構(gòu)的高邊智能功率芯片由驅(qū)動電路、功率管和保護(hù)電路組成，如圖1所示，其中保護(hù)電路僅畫出了電流保護(hù)對應(yīng)的部分.上電后芯片啟動分兩步：①當(dāng)輸入的使能信號IN為高電平時，經(jīng)過邏輯模塊判斷無誤后，控制環(huán)形振蕩器產(chǎn)生方波信號；②振蕩器的方波信號驅(qū)動電荷泵電路，電荷泵輸出電壓倍增后，開啟VDMOS(vertical double-diffused MOS).VDMOS柵極與漏極間串聯(lián)的二極管，能防止電荷泵升壓擊穿VDMOS.過流情況出現(xiàn)時，邏輯信號Vlogic將關(guān)閉振蕩器及電荷泵電路[3].電流檢測模塊是實現(xiàn)芯片過流保護(hù)功能的關(guān)鍵.該文設(shè)定：當(dāng)VDMOS的電流值超過2 A時，電流檢測模塊將輸出過流信號.下文分析的高邊智能功率芯片的電流檢測電路，同樣適用于低邊智能功率芯片的電流檢測電路.

圖1 高邊智能功率芯片的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

傳統(tǒng)電流檢測技術(shù)有：導(dǎo)通電阻(Ron)檢測技術(shù)、串聯(lián)電阻檢測技術(shù)、檢測管檢測技術(shù).

Ron檢測的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2(a)所示.在高邊智能功率芯片中，VDMOS工作在線性區(qū)，其漏極與源極的電位差影響Ron，因此可采用電壓比較器檢測VDMOS漏極與源極的電位差，進(jìn)而實現(xiàn)過流保護(hù)功能.但該技術(shù)對比較器的失調(diào)電壓要求高，此外導(dǎo)通電阻受工藝、溫度、電源等因素的影響較大，很難應(yīng)用于高精度的電流檢測.

串聯(lián)電阻檢測的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2(b)所示.串聯(lián)電阻檢測技術(shù)對串聯(lián)電阻有特殊的要求，這是因為：若串聯(lián)電阻太大，VDMOS源極與Rload間將損失一定的電壓；若串聯(lián)電阻太小，一方面對工藝的要求較高，另一方面需要設(shè)計低失調(diào)的電壓比較器.

檢測管檢測的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2(c)所示.檢測管檢測技術(shù)中的檢測管電流較小，降低了功耗，提高了電源利用效率.但是，檢測管輸出端串聯(lián)小電阻后與VDMOS并聯(lián)，將導(dǎo)致二者源極電位不同，進(jìn)而影響電路的檢測精度.

上述電流檢測技術(shù)，對電阻及電壓比較器的相關(guān)參數(shù)要求嚴(yán)格，增加了電路設(shè)計的難度及復(fù)雜度[4-11].為了減少電壓比較器及電阻的運(yùn)用，該文提出具有電流比較功能的高精度電流檢測電路.

圖2 傳統(tǒng)電流檢測拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2 高精度電流檢測電路

2.1 高精度電流檢測電路的拓?fù)浞治?/h3>

該文提出的電流檢測電路如圖3所示，包括檢測模塊、分流模塊、電流比較輸出模塊.對于VDMOS的結(jié)構(gòu)，無論槽柵結(jié)構(gòu)還是平面柵結(jié)構(gòu)，均可視作多個元胞并聯(lián)而成[12].檢測模塊中的Npower與Nsense分別是基于分離元胞技術(shù)的功率管與檢測管，二者的柵極驅(qū)動電路相同.由于Npower與Nsense的漏極連在一起，因此二者的電流之比即為其元胞數(shù)之比.

圖3 高精度電流檢測電路

從圖3可知，功率管、檢測管、放大器OP、晶體管Mp共同構(gòu)成負(fù)反饋環(huán)路，使功率管及檢測管的源極電位差值△V減小.由于VDMOS工作在線性區(qū)，故有

k′=unCox，

(1)

(2)

(3)

其中：Ipower，Isense分別為功率管、檢測管的電流；un為電子遷移率；Cox為柵氧化層厚度；K為功率管與檢測管的元胞數(shù)之比；W為晶體管的寬；L為晶體管的長；VGS為功率管柵極與源極的電位差；VDS為功率管漏極與源極的電位差.由式(1)～(3)得

(4)

在無故障情況下，VDMOS柵極電壓比電源電壓高5 V左右，VDMOS導(dǎo)通壓降很小，VGS遠(yuǎn)大于VDS，VGS遠(yuǎn)大于△V，因此式(4)可進(jìn)一步化簡為

(5)

由式(5)可知，在K與工藝條件不變的情況下，功率管與檢測管的導(dǎo)通壓降差值△V是影響電流檢測精度的重要因素.電流檢測精度的計算公式為

(6)

分流模塊中，智能功率芯片工作電壓較高，為了避免器件擊穿，N1，N2，N3，P1，P2，Mp選擇高壓器件.P1的寬長比與P2的比值為x∶y，N1的寬長比與N2的比值也為x∶y.P1及P2構(gòu)成電流鏡結(jié)構(gòu)，流經(jīng)P1及N1的電流相同，流經(jīng)P2及N2的電流也相同，前者與后者的比值為x∶y.

電流比較輸出模塊采用低壓結(jié)構(gòu)，供電電壓VDDL為5 V，N4，N5，P3，P4，P5，P6均采用5 V的低壓MOS管.N2及N3構(gòu)成電流鏡結(jié)構(gòu), N2的電流與N3的比值為y∶z.P3及P6構(gòu)成電流鏡結(jié)構(gòu)，流經(jīng)P6的電流IP6為參考電流，當(dāng)流經(jīng)P3的電流IP3大于流經(jīng)N3的電流IN3時，電路輸出高電平；當(dāng)流經(jīng)P3的電流IP3小于流經(jīng)N3的電流IN3時，電路輸出低電平.N3及P3構(gòu)成電流比較器，電流比較器的輸出為反向器的輸入，電流比較器的輸出信號經(jīng)兩級反相器整形后，轉(zhuǎn)化為檢測信號.

2.2 高精度電流檢測電路的環(huán)路增益分析

由式(5)知，降低功率管與檢測管的導(dǎo)通壓降的差值可提高檢測精度.功率管及檢測管通過運(yùn)算放大器均與Mp形成負(fù)反饋，使它們的源極電位相等，進(jìn)而減小它們導(dǎo)通壓降的差值.環(huán)路增益分析時，將圖3 中的N1，N2，P1，P2均等效成電阻R2.圖4為高精度電流檢測電路環(huán)路增益分析時的等效拓?fù)浣Y(jié)構(gòu).

圖4 高精度電流檢測電路環(huán)路增益分析時的等效拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

將圖4中OP的正向輸入電壓vpower置零，在Mp的柵極加入的測試電壓Vin.環(huán)路增益表達(dá)式[13]為

(7)

其中：gp為反饋管的跨導(dǎo)，Av為放大器OP的增益，Rsense為檢測管的等效電阻.由圖4可得

vpower=ipowerRpower，

(8)

vsense=isenseRsense，

(9)

(10)

isense=-gp(vsense-vp)=-gp[vpower(1+Av)-vsenseAv]，

(11)

其中：Rpower為功率管的等效電阻，vpower為功率管的源極小信號電壓，vsense為檢測管的源極小信號電壓，ipower為功率管的小信號電流，isense為檢測管的小信號電流，vp為放大器OP輸出的小信號電壓.整理式(7)～(11)后，可得

(12)

2.3 高精度電流檢測電路的運(yùn)放

在正常工作模式下，VDMOS的導(dǎo)通壓降很小，VDMOS的源極電壓接近電源電壓VDD，所以運(yùn)算放大器的共模輸入范圍必須接近電源電壓VDD.為了保證反饋管MP一直工作在飽和區(qū)，運(yùn)算放大器的輸出范圍必須足夠?qū)抂14].從式(12)可知，增大環(huán)路增益可提高檢測精度，因此運(yùn)算放大器OP的增益必須足夠大.基于上述原因，該文設(shè)計了N管輸入的折疊式單級運(yùn)算放大器，如圖5所示.該運(yùn)算放大器在滿足增益、輸入范圍、輸出范圍要求的同時，減少了補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，降低了電路設(shè)計的復(fù)雜程度.

圖5 折疊式單級運(yùn)算放大器

3 仿真驗證

高精度電流檢測電路基于0.25 μm BCD工藝進(jìn)行設(shè)計，電源電壓為12 V， VDMOS的柵極驅(qū)動電壓為17 V，Npower與Nsense的元胞數(shù)比值為4 000∶1.負(fù)載電流超過2 A時，過流保護(hù)電路啟動.該文在Candence Specture中進(jìn)行仿真驗證.

圖6為功率管電流為1，2 A情況下，高精度電流檢測電路的環(huán)路增益及相位曲線.從圖6可知，在滿足環(huán)路增益的同時反饋環(huán)路穩(wěn)定性良好.

圖6 高精度電流檢測電路環(huán)路增益及相位曲線

圖7為功率管與檢測管的電流關(guān)系.從圖7可知，功率管的電流Ipower與檢測管的電流Isense線性關(guān)系好.抽取一些特定的點(如功率管電流為1，2，3 A對應(yīng)的點)，代入式(6)計算可知，不同電流值下該電路均具有較高的檢測精度.

圖7 功率管與檢測管的電流關(guān)系

表1為不同文獻(xiàn)的電流檢測相關(guān)技術(shù)因素對比.由表 1可知，該文在減少電阻及電壓比較器的情況下，適量的高壓器件運(yùn)用，使檢測精度得到了一定的提升.

表1 不同文獻(xiàn)電流檢測相關(guān)技術(shù)因素對比

為了驗證過流情況下，過流信號是否正常輸出，對過流信號進(jìn)行仿真驗證，如圖8所示.從圖8可知，功率管電流達(dá)到2 A后，過流信號能及時輸出，且沒有產(chǎn)生震蕩，可見電路具有良好的穩(wěn)定性及響應(yīng)能力.

圖8 高精度電流檢測電路過流信號電平與功率管電流的關(guān)系

4 結(jié)束語

該文提出了一種與折疊式共源共柵放大器形成負(fù)反饋的高精度電流檢測電路.通過環(huán)路增益的理論分析可知，環(huán)路增益的增加可提高電流檢測精度.為了降低電路設(shè)計的復(fù)雜程度、避免電壓比較器的運(yùn)用，需要對檢測電流與參考電流進(jìn)行比較，然后輸出過流信號電平.該電路以MOS管代替電阻，MOS管構(gòu)成的電流鏡結(jié)構(gòu)能高效進(jìn)行電流比較輸出.仿真驗證結(jié)果表明：該電路具有良好的穩(wěn)定性；功率管電流達(dá)到2 A后，過流信號能穩(wěn)定輸出；功率管電流與檢測管電流的線性關(guān)系良好.