三電平ANPC逆變器改進SVPWM控制策略

韓建定, 俞銘宏, 曾家齊, 高光輝

(1.空軍工程大學(xué)航空工程學(xué)院，西安，710038；2.空軍工程大學(xué)研究生院，西安，710038)

隨著飛機電氣系統(tǒng)的不斷完善，機載用電設(shè)備越來越復(fù)雜，對供電質(zhì)量的要求不斷提高[1]。ANPC作為三電平逆變器，具有輸出電壓跳變小，輸出電壓諧波含量較少的特點，在航空應(yīng)用中是一種不錯的選擇。但ANPC難以維持中點電壓平衡，這也是制約其航空應(yīng)用的主要因素。

直流側(cè)中點電壓的平衡問題是中性點鉗位變換器研究的一個關(guān)鍵問題。在中性點鉗位三電平逆變器中，輸出電平為直流側(cè)2個電容兩端的電壓，因此，若上下電容兩端電壓不相等，中點電壓不平衡，就會引起輸出電平不平衡，增大輸出諧波，嚴(yán)重時將會導(dǎo)致波形畸變。SVPWM是多電平NPC變換器最常用的調(diào)制策略，它具有獨特的對稱性：在空間上相位差180°、大小相等的2個空間電壓矢量作用下的中點電流在理想狀態(tài)下大小相等，方向相反，因此，在一個周期內(nèi)，流過中性點的電流之和為0，即具有一定的自平衡能力。但在不同的負(fù)載功率因數(shù)下，受負(fù)載性質(zhì)的影響，SVPWM控制并不能完全達到平衡。近年來，國內(nèi)外針對中點電壓平衡問題展開了許多研究，提出了許多改進的控制策略。文獻[2]通過分析中點電壓不平衡條件下空間矢量的偏移，提出了一種動態(tài)空間矢量方法，該方法在滿足輸出電壓矢量的前提下可對電容電壓進行調(diào)節(jié)。即便在中點電壓不平衡的情況下，該控制策略也能根據(jù)偏移情況進行調(diào)節(jié)，但該方法調(diào)節(jié)中點電壓的速度慢，不能迅速校正中點電壓的偏移。文獻[3～5]在ANPC電路中引入零序電壓，通過注入零序電壓使中點電壓得到調(diào)節(jié)，但這種方法受調(diào)制度的影響，不能對所有狀態(tài)都進行有效控制；文獻[6]提出了一種基于SHEPWM控制策略的電壓自平衡策略，這種控制策略理論復(fù)雜，計算量大，中點電壓波動較大；文獻[7～8]采用最近三矢量(2個小矢量、1個中矢量)合成虛擬矢量，通過調(diào)節(jié)虛擬矢量中各矢量所占比例，從而達到中點電壓平衡的作用，在輸出電流穩(wěn)定的情況下，理論上能實現(xiàn)中點電壓平衡，但在實際應(yīng)用中不能保證在一個開關(guān)周期內(nèi)三相電流的穩(wěn)定，因此在實際應(yīng)用中存在一定的缺陷。

本文提出了一種新的合成虛擬矢量的方法，用相鄰的2個大矢量合成2個大矢量之間的中矢量，新合成的中矢量不會引起中性點電流，從而可以從理論上保證中點電壓的平衡。在實際應(yīng)用中，需要考慮負(fù)載功率因數(shù)、器件參數(shù)、電流變化等非理想因素對中點電壓的影響，對中點電壓進行實時測量，并根據(jù)測量結(jié)果對各矢量的作用時間進行微調(diào)，使得到中點電壓在發(fā)生偏離時能迅速回歸平衡狀態(tài)。

1 三電平ANPC及其SVPWM

三電平ANPC逆變器拓?fù)淙鐖D1所示。

圖1 ANPC逆變器

每相各6個功率器件，每相功率管的開關(guān)組合共有26種組合，去除非安全導(dǎo)通路徑，剩下6組開關(guān)狀態(tài)：1組高電平P，1組低電平N，4組零狀態(tài)O[9]。ANPC變換器一相各開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)的輸出電壓如表1所示。

表1 ANPC逆變器開關(guān)狀態(tài)

在圖2所示的三電平電壓矢量圖中，各矢量引起的中性點電流為：

io=-(|Sa|ia+|Sb|ib+|Sc|ic)

(1)

式中：Sx表示x相(x=a,b,c)輸出電平狀態(tài)，當(dāng)輸出電平為P時，Sx=1；輸出電平為O時，Sx=0；輸出電平為N時，Sx=-1。通過式(1)可以計算得到圖2中每個矢量在中性點處引起的電流。各矢量對應(yīng)的中性點電流已標(biāo)注在圖2中。

圖2 三相三電平空間矢量圖

通過上述計算分析可以看出，零矢量、大矢量在中性點處不形成中點電流，因此對中點電壓不產(chǎn)生影響；成對的小矢量在中性點處產(chǎn)生的電流是相反的，一個使中點電壓上升，另一個則使中點電壓下降[10]；中矢量會在中性點處產(chǎn)生一個電流，此時中點電壓的變化情況和此時電流的正負(fù)有關(guān)[11]。分析可得在一個控制周期內(nèi)，小矢量可以通過正負(fù)作用抵消，使得中點電壓保持平衡，而中矢量的存在會使得中點電壓發(fā)生偏移[12]。

針對中矢量引起的不平衡問題，文獻[13]提出了NVSVM方法，它采用最近三矢量合成虛擬矢量，新的中矢量與原中矢量相比幅值和相位發(fā)生了變化，并將大區(qū)分成5個小區(qū)。以A大區(qū)為例，其矢量合成式為：

VVM0=k0VONN+k1VPON+k2VPPO

(2)

式中：k0+k1+k2=1。NVSVM下，A大區(qū)空間矢量圖如圖3所示。

圖3 NVSVM中矢量合成示意圖

在NVSVM策略下，新的虛擬中矢量仍然包含原中矢量，引起的中性點電流為：

io=k0ia+k1ib+k2ic

(3)

當(dāng)k0、k1、k2不相等時，矢量VM0引起的中性點電流不為零，仍會引起中點電壓波動。同時，新的分區(qū)大小不均衡，新的小區(qū)也不再是正三角形，因此，判斷參考矢量分區(qū)、計算矢量作用時間更為復(fù)雜。

2 提出的改進SVPWM控制策略

新的控制策略采用相鄰的2個大矢量合成它們之間的中矢量。與NVSVM合成方法不同，NVSVM需要由原中矢量和相鄰的2對小矢量合成，改進的調(diào)制策略只選用了2個相鄰的大矢量用于合成中矢量。相比于NVSVM策略，提出的中矢量合成方法參與合成的矢量更少，減小了計算量；同時，新的中矢量在理論上不會引起中點電壓的變化。

下面以A大區(qū)為例，新的虛擬中矢量由與其相鄰的2個大矢量構(gòu)成。新的虛擬中矢量可表示為：

(4)

圖4 A大區(qū)中矢量合成示意圖

從圖4可以看出，新的中矢量幅值和相位與原中矢量保持一致，分區(qū)也同原始分區(qū)保持一致。因此，確定分區(qū)和計算矢量作用時間的方法同SVPWM一樣。

2.1 矢量作用時間

在三電平空間電壓矢量圖中，參考矢量Uref是以角速度ω旋轉(zhuǎn)的一個圓形軌跡[14]。對于任一個Uref，只需知道Uref的幅值和相角，就能判斷出Uref處于哪個區(qū)域，然后選擇離參考電壓矢量最近的3個電壓矢量即所謂的“最近三矢量”進行合成。

2.1.1 矢量分區(qū)方法

在空間矢量圖中，根據(jù)參考矢量的幅值|Uref|和參考矢量與α軸的夾角θ的大小就可以判斷出參考電壓矢量位于哪個小區(qū)。

以圖2中的A大區(qū)為例，首先將A大區(qū)平分，如圖5所示。

圖5 利用θ和|Uref|判斷Uref所在區(qū)域

當(dāng)θ=0°～30°時，如圖5(a)所示，應(yīng)用正弦定理可得：

(5)

2.1.2 矢量作用時間

以A大區(qū)為例，圖6中參考矢量位于A2小區(qū)，距離最近的3個空間矢量為VL0(VPOO、VONN)、VH0(VPNN)、VM(0.5VPPN+0.5VPNN)，通過伏秒平衡原則可以計算得到一個控制周期內(nèi)3個矢量的作用時間T1、T2、T3，即：

(6)

圖6 A大區(qū)空間矢量圖

以A2區(qū)為例，在圖6中顯示了A2區(qū)參考矢量的合成圖，根據(jù)正弦定理可以列出以下方程：

(7)

求解式(7)，得到A2區(qū)各矢量作用時間分別為(同理可以求解得到其他區(qū)域矢量作用時間)：

(8)

式中：m為空間矢量調(diào)制比。

(9)

2.2 中點電壓偏差校準(zhǔn)

即便是在一個控制周期內(nèi)，一相的電流并不是恒定的，因此成對的正負(fù)小矢量在一個控制周期內(nèi)作用相同時間的情況下，可能會造成流出和流入的電荷數(shù)不同，從而引起上下電容電壓的不平衡。為了校正由非理想因素引起的中點電壓差，提出的新的調(diào)制策略通過實時測量上下電容的差值，在每個控制周期內(nèi)引入調(diào)節(jié)系數(shù)k，調(diào)節(jié)成對小矢量中的一個作用時間為(1+k)T，另一個小矢量的作用時間為(1-k)T，通過調(diào)節(jié)小矢量作用時間，控制電流流入和流出的時間，從而達到調(diào)整中點電位的目的。

以流過中性點電流為正為例。當(dāng)直流側(cè)上下電容差為ΔU時，若為正，表明上電容電壓高于下電容電壓，此時需要使上電容放電路徑導(dǎo)通時間延長，或縮短下電容放電時間才能使其恢復(fù)平衡；若ΔU為負(fù)，則縮短上電容導(dǎo)通時間，延長下電容導(dǎo)通時間。根據(jù)電容電荷與電壓電流的關(guān)系，可以得到：

ΔQ=ΔUC

(10)

式中：ΔQ為上下電容電荷量的差。要使中點電壓平衡，需要讓電荷量大的電容放電時間延長或充電時間縮短，延長(或縮短)時間為：

(11)

調(diào)節(jié)系數(shù)k為Δt與某矢量導(dǎo)通時間的比值，可以得出：

(12)

式中：T為根據(jù)前文計算得到的小矢量的作用時間；i為該小矢量作用時中性點的電流大小。

3 仿真與實驗驗證

為了驗證上述方法的可行性，利用MATLAB搭建ANPC逆變器仿真模型。仿真參數(shù)如表2所示。

表2 仿真參數(shù)設(shè)置

三相ANPC逆變器輸出三相電壓仿真波形如圖7所示，輸出電壓頻率為400 Hz，幅值約為162 V，與參考電壓一致。圖8為中點電壓的波形，圖中中點電壓在0.03 s左右達到平衡，電容電壓平衡后一直穩(wěn)定在135 V，由此可以看出改進SVPWM控制策略能有效抑制電壓偏移。

圖7 三相ANPC逆變器輸出電壓

圖8 改進調(diào)制算法下電容電壓仿真波形

為了驗證文章提出的控制方法的優(yōu)化性能，將改進調(diào)制策略與NVSVM控制策略進行對比。為了驗證改進控制方法對中點電壓的平衡控制的快速性，設(shè)置2種控制策略下直流側(cè)上下電容的初始電壓分別為UC1=200 V，UC2=70 V。仿真結(jié)果如圖9所示。圖9(a)為NVSVM控制策略與改進SVPWM控制策略下，電容電壓由不平衡到平衡所需時間的對比；圖9(b)為電容電壓達到平衡后的電壓紋波大小對比。仿真結(jié)果表明：NVSVM控制策略下，上下電容的電壓從不平衡到平衡狀態(tài)所需時間為0.35 s，平衡后中點電壓紋波約為6.9 V；改進SVPWM控制策略下，上下電容從不平衡狀態(tài)到平衡狀態(tài)所需時間約為0.2 s，平衡后電容電壓紋波約為2.0 V。由此可見提出的改進SVPWM控制策略能有效控制ANPC，同時在對中點電壓的平衡控制上更具優(yōu)越性。

圖9 2種調(diào)制策略下電容電壓仿真波形對比

為進一步驗證改進SVPWM控制策略的實際應(yīng)用性能，采用TMS320F28035 DSP為控制板制作了一臺試驗樣機，如圖10所示。實驗樣機直流供電電壓為270 V，電容選擇4 700 μF/400 V；輸出參考電壓115 V/400 Hz。

圖10 三電平ANPC逆變器

圖11為輸出三相電壓波形，圖12為中點電壓波形。從示波器觀測結(jié)果可以看出，三相電壓滿足幅值、相位、頻率要求；中點電壓一直穩(wěn)定在135 V，波動小，與預(yù)期一致。

圖11 輸出電壓實驗波形

圖12 電容電壓實驗波形

4 結(jié)語

文章針對ANPC逆變器中點電壓偏移的問題展開研究，對SVPWM控制策略進行了改進，改進算法包含虛擬中矢量合成和中點電壓校正兩步。與NVSVM相比，改進SVPWM算法計算量更小，且虛擬中矢量僅由2個大矢量合成，因此對中點電壓的影響更小，達到平衡狀態(tài)的時間更短。同時，改進SVPWM控制算法引入了調(diào)節(jié)系數(shù)k，可對中點電壓的波動進行快速調(diào)節(jié)，因而能夠解決傳統(tǒng)虛擬矢量合成SVPWM所不能解決的系統(tǒng)非線性因素影響。