基于抗擾動(dòng)觀測(cè)器的光儲(chǔ)反相均流DC-DC變換電路控制策略

荊 哲，米 珂，張浩淼，楊沛豪，潘樂(lè)宏

（1.國(guó)網(wǎng)寧夏電力有限公司銀川供電公司，寧夏 銀川 750011；2.西安熱工研究院有限公司，陜西 西安 710054；3.國(guó)網(wǎng)寧夏電力有限公司寧夏營(yíng)銷(xiāo)服務(wù)中心，寧夏 銀川 750011；4.華能銅川照金煤電公司，陜西 銅川 727031）

新能源發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)中分布式能源來(lái)自風(fēng)能、太陽(yáng)能和生物能，其中以光伏發(fā)電儲(chǔ)能所占的比例較大[1-2]。在光伏發(fā)電儲(chǔ)能的聯(lián)合系統(tǒng)中，通常是將DC 源、AC 源與一條直流母線(xiàn)相連，直流母線(xiàn)通過(guò)DC-DC 變換器與儲(chǔ)能單元相連[3]。因此，如何實(shí)現(xiàn)光伏發(fā)電單元、儲(chǔ)能單元之間的良好控制對(duì)光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)的安全可靠運(yùn)行具有重要作用[4]。

文獻(xiàn)[5-7]將無(wú)隔離型DC-DC 作為研究對(duì)象，針對(duì)電源模塊的環(huán)流問(wèn)題，提出一種基于一致性算法的多電源模塊均流控制策略，該控制策略首先建立DC-DC 電源模塊的并聯(lián)模型，并引入零序環(huán)流電壓補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)DC-DC 電源模塊的均流。為了滿(mǎn)足光儲(chǔ)系統(tǒng)對(duì)DC-DC 電源模塊的較高要求，文獻(xiàn)[8-10]提出一種高頻DC-DC 電源并聯(lián)均流控制方法。該方法依據(jù)負(fù)載調(diào)整率、電流均流度等指標(biāo)函數(shù)，求出電流均流差值和虛擬阻抗的最優(yōu)表達(dá)形式，保證并聯(lián)DC-DC 電源系統(tǒng)的均流。針對(duì)傳統(tǒng)DC-DC 變換器功率不平衡的問(wèn)題，文獻(xiàn)[11-13]提出一種基于無(wú)電流傳感器的雙重移相均流控制策略，通過(guò)一個(gè)電流觀測(cè)器對(duì)系統(tǒng)參數(shù)進(jìn)行準(zhǔn)確估算，在此基礎(chǔ)上，完成各相并聯(lián)DC-DC 電源模塊的逐級(jí)自動(dòng)均流。為了提高光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)中的供電質(zhì)量，文獻(xiàn)[14-16]以DC-DC 兩相并聯(lián)電源電路為研究對(duì)象，提出一種移相均流控制策略來(lái)減少電流紋波。以上文獻(xiàn)中DC-DC 電源模塊所采用的電流均流控制算法均屬于同相均流，同相均流控制策略雖然具有良好的電流均流效果，但流入儲(chǔ)能單元的總充電電流紋波卻并未降低。

本文提出一種反相均流控制方法，將其應(yīng)用在光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路中，在保證良好的電流均流效果的基礎(chǔ)上，最大程度降低儲(chǔ)能單元的總電流紋波；此外，考慮光伏發(fā)電具有非線(xiàn)性、間歇性等特征，對(duì)控制策略中的電流觀測(cè)器進(jìn)行改進(jìn)，設(shè)計(jì)了一種抗擾動(dòng)觀測(cè)器，并應(yīng)用到兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略中，對(duì)系統(tǒng)存在的擾動(dòng)進(jìn)行估算并將誤差電壓反饋至輸入側(cè)抵消外部擾動(dòng)帶來(lái)的影響；最后通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證所提方案的正確性和實(shí)用性。

1 光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)

圖1 為光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)原理。圖1 中，Pdg為光伏發(fā)電單元輸出的有功功率，P為電網(wǎng)輸入的有功功率。儲(chǔ)能單元采用兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路，該電路結(jié)構(gòu)能夠應(yīng)用電流均流控制來(lái)提高儲(chǔ)能單元的充放電動(dòng)態(tài)性能。兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2 所示。

圖2 中，Udc為直流母線(xiàn)電壓，Cdc1為直流母線(xiàn)側(cè)電容，U0為儲(chǔ)能單元兩端電壓，Cdc2為儲(chǔ)能單元側(cè)電容，R1、R2、L1、L2分別為DC-DC 變換器的兩相電阻和電感，P0為儲(chǔ)能單元輸入的有功功率。

光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)可以分為充電和放電2 種工作模式。本文將充電模式下的光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)作為研究對(duì)象，即P0=Pdg－P＞0，此時(shí)，DC-DC 變換電路僅考慮在降壓（Buck）模式下工作。

2 并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制

光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC 電路傳統(tǒng)的控制策略為同相均流控制，但同相均流控制對(duì)儲(chǔ)能單元的總電流紋波抑制能力較弱。因此，本文采用反相均流控制，在提高儲(chǔ)能單元安全可靠運(yùn)行的基礎(chǔ)上，降低總電流紋波。兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路在Buck 模式下工作時(shí)，令PWM 占空比D大于1/2，即Udc＜2U0。此時(shí)，令流入儲(chǔ)能單元的電流方向?yàn)檎覂上嗖⒙?lián)DC-DC 變換電路的L1、L2參數(shù)相等。當(dāng)逆變裝置上管導(dǎo)通時(shí)，流過(guò)L1、L2的兩相電流，可以寫(xiě)為

當(dāng)上管閉合時(shí)，流過(guò)L1、L2的兩相電流為

因?yàn)镽1=R2，定義UR1=UR2=UR，L1、L2電感參數(shù)相同，所以流過(guò)2 個(gè)電感的電流上升變化率和下降變化率也相同，定義L1=L2=L。設(shè)電流上升變化率為k1=(Udc-U0-UR)/L、電流下降變化率為k2=-U0-UR/L。兩相并聯(lián)DC-DC 變換

電路同相均流控制下的兩相電流iL1和iL2相同，此時(shí)，儲(chǔ)能單元的總電流紋波電流的峰-峰值為

式中，ΔiL1和ΔiL2分別為同相均流控制下的兩相電流上升時(shí)間內(nèi)的電流增量，T為開(kāi)關(guān)采樣周期。

反向均流控制下，兩相電流iL1和iL2分別為：

式中t為儲(chǔ)能單元充電時(shí)長(zhǎng)。根據(jù)式(4)和式(5)，可以得到反相均流控制下的儲(chǔ)能單元總電流紋波電流的峰-峰值為

比較式(3)和式(6)，可以得到同相均流控制和反向均流控制2 種控制策略下的儲(chǔ)能單元總電流紋波變化量為

式中f為載波頻率。

相較于同相均流控制，反相均流控制下的儲(chǔ)能單元充電總電流紋波明顯降低，因此，本文采用兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制方案。因?yàn)長(zhǎng)1、L2兩相完全相同，因此以L1相為例進(jìn)行說(shuō)明。兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制原理如圖3 所示。圖3 中GPWM為脈寬調(diào)制器的傳遞函數(shù)。

3 抗擾動(dòng)觀測(cè)器

光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略雖然能夠?qū)崿F(xiàn)兩相均流，并能夠降低儲(chǔ)能單元充電總電流紋波，但由于光伏發(fā)電的不穩(wěn)定性存在直流母線(xiàn)電壓波動(dòng)，因此本文在控制系統(tǒng)中加入抗擾動(dòng)觀測(cè)器，緩解抗干擾能力較差的問(wèn)題?？箶_動(dòng)觀測(cè)器由三部分組成，分別為信號(hào)提取模塊、狀態(tài)觀測(cè)器模塊、非線(xiàn)性反饋控制模塊。

1）信號(hào)提取模塊

信號(hào)提取模塊作用是提取兩相電流參考指令i*L1和i*L2的跟蹤信號(hào)和微分信號(hào)，使調(diào)節(jié)過(guò)程平穩(wěn)，提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)特性。離散狀態(tài)下表達(dá)式為

式中：x1(k)為參考指令電流的跟蹤信號(hào)；x2(k)為參考指令電流的微分信號(hào)；T為開(kāi)關(guān)采樣周期；g[x1(k),x2(k),l,m]為最優(yōu)控制函數(shù)；l為速度參數(shù)，取l=15；m為濾波參數(shù)，取m=0.5。

2）狀態(tài)觀測(cè)器模塊

狀態(tài)觀測(cè)器模塊作用是跟蹤兩相實(shí)際電流iL1和iL2，此外，還能估測(cè)出系統(tǒng)擾動(dòng)量，狀態(tài)觀測(cè)器模塊在離散狀態(tài)下的表達(dá)式為

式中：y1(k)為電流iL1的跟蹤值；y2(k)電流iL2的微分值；y3(k)為擾動(dòng)值；α1、α2、α3分別為狀態(tài)觀測(cè)器模塊參數(shù)，其中α1、α2影響狀態(tài)量的觀測(cè)值，α3影響擾動(dòng)量的觀測(cè)值，一般有α1＜α2＜α3，取α1=10、α2=20、α3=30；β1、β2、β3分別為函數(shù)h內(nèi)部參數(shù)，當(dāng)參數(shù)在0~1 范圍內(nèi)時(shí)，函數(shù)h誤差較小，增益較大，取β1=0.25、β2=0.5、β3=0.75；δ為函數(shù)h的選擇區(qū)間域，取δ=0.000 1；sign(x)為符號(hào)函數(shù)。

3）非線(xiàn)性反饋控制模塊

非線(xiàn)性反饋控制模塊作用是將微分信號(hào)跟蹤模塊的輸出x1、x2和狀態(tài)觀測(cè)器模塊y1、y2的差值e1、e2進(jìn)行非線(xiàn)性組合，生成控制量，實(shí)現(xiàn)不積分就能完成無(wú)靜差控制的結(jié)果。非線(xiàn)性反饋控制模塊在離散狀態(tài)下的表達(dá)式為

基于抗擾動(dòng)觀測(cè)器的兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略原理如圖4 所示。同樣以L1相為例進(jìn)行說(shuō)明?；诳箶_動(dòng)觀測(cè)器的光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略原理如圖5 所示，圖5 中KI為電流采樣系數(shù)。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提方案的有效性，建立基于抗擾動(dòng)觀測(cè)器的光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC變換電路反相均流控制策略的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。以TMS320F2812 型DSP 為控制核心，主要參數(shù)為：直流母線(xiàn)電壓Udc=280 V，儲(chǔ)能單元額定電壓U0=70 V，開(kāi)關(guān)頻率f=10 kHz，濾波電容Cd1=Cd2=1 000 μF，兩相橋臂電感參數(shù)L1=L2=1.2 mH。

為了驗(yàn)證兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略的控制效果，比較兩相電流獨(dú)立控制、兩相電流同相均流控制、兩相電流反相均流控制3 種控制策略的兩相電感電流iL1和iL2，得到電流波形如圖6 所示，此時(shí)充電總電流為15 A。

由圖6a)可以看出，當(dāng)充電總電流為15 A 時(shí)，兩相電感電流iL1、iL2并未均分，兩相電流存在4.2 A的差距，當(dāng)充電電流越大時(shí)，電流差距越大，這種現(xiàn)象對(duì)DC-DC 變換電路控制系統(tǒng)極為不利。從圖6b)可以看出，在兩相電感電流同相均流控制下，兩相電感電流iL1、iL2及波形基本相同，實(shí)現(xiàn)了均流控制。從圖6c)可以看出，采用反相均流控制時(shí)DCDC 變換電路的兩相電感電流iL1、iL2及波形基本相同，與同相均流控制的主要區(qū)別是相位相差180°。

圖7 為同相均流與反相均流2 種均流控制策略下的充電總電流波形。

從圖7 可以看出：同相均流控制下的充電總電流紋波較大，總電流峰-峰值約為9.5 A；反相均流控制時(shí)的總電流紋波明顯降低，總電流峰-峰值約為6.6 A，峰-峰值降低2.9 A。可以得出：同相均流控制和反相均流控制均能夠?qū)崿F(xiàn)兩相電感電流的均流，但反相均流控制下的充電總電流穩(wěn)態(tài)特性明顯優(yōu)于同相均流控制下的充電總電流。

為了驗(yàn)證基于抗擾動(dòng)觀測(cè)器的光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略的動(dòng)態(tài)特性，負(fù)載電阻由R=80 Ω 突變至R=40 Ω，再由R=40 Ω 突變至R=80 Ω 的過(guò)程中，比較加入/未加入抗擾動(dòng)觀測(cè)器的同相均流控制策略下的直流母線(xiàn)電壓和充電總電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形，以及加入/未加入抗擾動(dòng)觀測(cè)器的反相均流控制策略下的直流母線(xiàn)電壓和充電總電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形。

圖8 為2 種控制策略下的直流母線(xiàn)電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形。由圖8 可見(jiàn)，無(wú)論突增或突降負(fù)載，2 種控制策略下的Udc均能保持在280 V 附近，但在負(fù)載突變瞬間直流母線(xiàn)電壓會(huì)有瞬時(shí)波動(dòng)。

表1 為2 種控制策略下的電壓波動(dòng)幅值和調(diào)節(jié)時(shí)間。由表1 可見(jiàn)，加入抗擾動(dòng)觀測(cè)器的反相均流控制的直流母線(xiàn)電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性明顯優(yōu)于其余3 種控制策略的直流母線(xiàn)電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。

表1 2 種控制策略下直流母線(xiàn)電壓動(dòng)態(tài)特性分析Tab.1 Analysis of DC bus voltage dynamic characteristics in two control strategies

圖9 為2 種控制策略下的充電總電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形。從圖9 可以看出，當(dāng)負(fù)載突變時(shí)2 種控制策略下的充電總電流均無(wú)超調(diào)量，未加入抗擾動(dòng)觀測(cè)器的同相均流控制的充電總電流最大調(diào)節(jié)時(shí)間為34.0 ms，加入抗擾動(dòng)觀測(cè)器的同相均流控制下的充電總電流最大調(diào)節(jié)時(shí)間為27.5 ms。未加入抗擾動(dòng)觀測(cè)器的反相均流控制下的充電總電流最大調(diào)節(jié)時(shí)間為29.0 ms，加入抗擾動(dòng)觀測(cè)器的反相均流控制下的充電總電流最大調(diào)節(jié)時(shí)間為15.0 ms。故加入抗擾動(dòng)觀測(cè)器的反相均流控制具有較好的魯棒性。

5 結(jié) 語(yǔ)

傳統(tǒng)光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)DC-DC 變換電路采用同相均流控制策略，無(wú)法抑制電流紋波，且存在直流母線(xiàn)電壓波動(dòng)。本文提出一種基于抗擾動(dòng)觀測(cè)器的兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路反相均流控制策略。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文所提方案實(shí)現(xiàn)了光伏發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)兩相并聯(lián)DC-DC 變換電路的電流均分，抑制了充電總電流的紋波，提高了控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)特性，降低了直流母線(xiàn)電壓波動(dòng)給系統(tǒng)造成的影響，提高了控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性。