基于IGBT的直流輸入型變流器預充電方案研究

李子先，唐 娟，楊 奎，張路軍

（株洲中車時代電氣股份有限公司，湖南 株洲 412001）

0 引言

直流供電是目前大多數(shù)城市軌道交通牽引變流器的主要配電方式，其后級電路可以是DC-DC或DC-AC電路，通過電力變換后為車載設備提供合適的供電電源。為保證變流器輸入電流的平穩(wěn)性和諧波的最小化，需要在變流器前級設置輸入濾波電路，其一般采用單級LC濾波器，由直流濾波電抗器L和直流電容器C組成[1-2]。變流器啟動時，其開關管脈沖全部封鎖，變流器處于預工作狀態(tài)；等待電容器電壓上升至輸入電壓的97%后，變流器開始工作[3]。電容器從0 V開始充電，其上電沖擊電流非常大，容易導致電容器損壞，故需要增加預充電電路來限制電容器的充電電流。目前已有的預充電方式主要采用串聯(lián)預充電電阻器的方式[4-6]：上電初始階段，電容器通過預充電電阻器緩慢充電；當電容器電壓上升至輸入電壓的97%后，通過充電接觸器斷開預充電電阻器并短接接觸器，完成預充電。這種預充電方式雖然原理簡單、技術成熟、應用廣泛，但由于需要使用兩個接觸器和一個充電電阻器，不利于系統(tǒng)的小型化，同時增加了系統(tǒng)成本[7-9]。

為簡化直流輸入型變流器的預充電單元，本文提出了一種基于IGBT的PWM控制預充電方案，它通過控制電容器充電電流大小來實現(xiàn)電容電壓緩慢上升，從而完成預充電。本文闡述了該方案的工作原理、參數(shù)設計要求及相關的控制策略，通過搭建仿真模型對方案的可行性進行了有效驗證，并對各種故障工況進行了模擬分析。

1 基于IGBT的直流變流器預充電方案

傳統(tǒng)預充電方案是采用接觸器和充電電阻配合的方式限制穩(wěn)壓電容器的充電電流；改進后的方案是用IGBT開關管并采用PWM控制恒定脈寬或脈寬逐漸增大的方式來實現(xiàn)穩(wěn)壓電容器的緩慢充電。圖1是改進前后預充電單元拓撲電路對比，其中，續(xù)流二極管D為電感器L在開關管V關斷時提供電流通道，L是直流濾波電感器，C是穩(wěn)壓電容器，R是放電電阻器。由于在預充電過程中，后級拓撲電路被封鎖脈沖，處于待工作狀態(tài)，故本文用一個開關Kload表示后級電路的切除與接入。

圖1 直流變流器預充電方案拓撲結構Fig. 1 Pre-charge scheme topology of DC converter

1.1 工作原理分析

直流變流器預充電電路充電過程主要分3個階段：電感器電流上升階段、電感器電流下降階段和電容器放電階段。充電完成后，持續(xù)導通開關管V為主電路提供電流通路?？紤]母線電壓較大（一般在1 000 V左右），并聯(lián)在電容器上的放電電阻器取值也很大，一般為幾十千歐姆。為簡化分析，充電的前2個階段，忽略流過放電電阻器上的電流，只考慮電感電流降為0后，電容器才通過放電電阻器放電。

（1）電感器電流上升階段。開關管V導通時，直流電壓經過路徑V-L-C為L和C充電。該階段電流路徑如圖2所示，其拉普拉斯方程為

式中：u——輸入電壓；Uc——電容電壓；uc0——充電第一階段初始時刻的電容電壓；s——復頻率；C——電容器容值；L——電感器電感值。

圖2 充電第一階段電流路徑Fig. 2 Current path in the first stage of charging

根據(jù)圖2得到充電第一階段內電容電壓uc1的表達式：

式中：ω——角頻率，

電感電流在充電過程中的頻域表達式為

充電第一個階段內電感電流變化情況為

（2）電感器電流下降階段。此階段中開關管V關斷，電感器上儲存的能量經路徑L-C-D續(xù)流放電，該階段電流路徑如圖3所示。

圖3 充電第二階段電流路徑Fig. 3 Current path in the second stage of charging

計算電感電流iL(t)在該階段的變化：

式中：IL2——第二階段電感電流；iL20——第二階段電感電流的初始值；uc20——第二階段電容電壓的初始值。得到第二個階段內電感電流表達式：

電感器續(xù)流時間為

計算該階段電容電壓的變化：

得到第二階段的電容電壓uc2表達式：

（3）電容器放電階段。電感器電流下降至0后，電感器能量全部轉移到電容器上，電容器向放電電阻器放電；根據(jù)一階電路分析可得到第三階段的電容電壓uc3的表達式：

式中：uc30——第三階段電容電壓的初始值。

整個充電過程是上述3個充電階段的一個迭代重復過程，且每個階段結束時的電容電壓、電感電流的值是下一個充電周期電容電壓、電感電流的初始值。

1.2 改進前后預充電方案對比分析

從技術性上比較，傳統(tǒng)方案利用限流電阻器和接觸器的組合實現(xiàn)預充電，具有控制簡單、通態(tài)損耗小的優(yōu)勢；但接觸器機械觸點長期流過電流，易造成觸點燒蝕磨損，并且在分斷大電流時，容易產生電弧，額定電流大的接觸器還需配置滅弧罩，故接觸器體積較大?；贗GBT的預充電方案，雖然在控制上略有復雜，且需外加驅動電路，但IGBT為電子開關，不存在機械觸點，由半導體載流子的擴散運動實現(xiàn)通流，因此在分斷電流時，不存在觸點燒蝕問題，可實現(xiàn)無弧、可靠關斷，且具有明顯的尺寸優(yōu)勢。

從經濟性上比較，采用接觸器的預充電方案需要額外配置兩個接觸器和一個預充電電阻器；基于IGBT的預充電方案僅需在現(xiàn)有拓撲電路上配置一個IGBT模塊及其驅動電路，大大降低了物料成本。以FF300R17KE3型IGBT和同功率等級的接觸器進行對比，其成本可降低70%～80%，體積可減小50%～60%。

2 控制策略

根據(jù)脈寬的控制方式不同，控制策略可劃分為恒定脈寬控制和變脈寬控制兩種。恒定脈寬控制方式控制簡單，充電過程中，脈寬保持不變，電容器充電電流逐漸降低，因此充電時間較長；變脈寬控制方式可根據(jù)電容器充電電壓的變化不斷調節(jié)脈寬，保證充電電流恒定，故充電時間較短。工程應用中可根據(jù)預充電的時間要求選擇恒定脈寬或變脈寬的充電方式。

2.1 恒定脈寬控制

恒定脈寬控制，即充電階段始終保持恒定脈寬，這種控制方式最為簡單，但該脈寬的選擇必須考慮兩個約束條件：（1）脈寬不能過大，否則上電沖擊電流將過大；（2）脈寬也不能過小，否則可能導致在預定的時間內無法完成預充電。

通過前面的分析可以明確：電容器上電壓在逐漸上升，而電流是逐漸減小的，電容電流最高值出現(xiàn)在電容電壓為0的瞬間。因此，可依據(jù)式（4）推導得到脈寬的最大值：

式中：Imax——電容最大充電電流；ton——電容充電電流不大于Imax時的最大脈寬時間。

另一方面，需要計算電容器電壓上升至輸入電壓Vin的97%所需要的時間，其不能大于預定充電時間。假設充電至期望電壓所需要的開關周期數(shù)為N，那么N必須滿足式（12）。

式中：Δuc1(i), Δuc2(i)和Δuc3(i)——開關周期i中，充電過程3個階段所對應的電容電壓增長量；Ts——開關周期；tmax——最大允許充電時間。

2.2 變脈寬控制

隨著充電的進行，電容電壓上升，每個周期的充電電流都在逐漸減小，因此完成預充電需要較長的充電時間。為縮短充電時間，可以考慮采用恒定尖峰電流充電方式。

為保證每個充電周期的尖峰電流為Imax，依據(jù)式（4）可以很方便地推導出每個周期所需要開通的脈寬，如式（13）所示，每個周期的脈寬隨電容電壓逐漸升高而變大。

3 仿真驗證

通過仿真分析來驗證上述理論分析過程的正確性，其仿真拓撲結構如圖1（b）所示，參數(shù)設置如表1所示。

表1 預充電電路主要參數(shù)Tab. 1 Main parameters of pre-charge circuit

3.1 恒定脈寬控制

恒定脈寬充電時，考慮兩個約束條件：

（1）以上電沖擊電流不大于50 A來確定恒定脈寬的最大值；

（2） 以2 s內完成預充電來確定恒定脈寬的最小值。

依據(jù)前面的分析作出預充電時間tc與脈寬ton的關系圖，如圖4中藍色曲線所示（圖4中，當脈寬過小，預充電時間大于5 s的，均用5 s表示）；沖擊電流Imax與脈寬ton的關系如圖4中紅色曲線所示。

圖4 恒定脈寬控制下，脈寬時間的兩個約束Fig. 4 Two constraints of pulse width time under constant pulse width control

圖4 表明，要想保證在2 s內能夠完成預充電（電容電壓達到97%輸入電壓），則恒定脈寬時間不能小于35 μs；要想保證沖擊電流不大于50 A，則恒定脈寬時間不能大于52 μs。可以看出，在兩個約束條件下，恒定脈寬選擇為35～52 μs是合適的。

利用式（2）、式（9）和式（10）編寫迭代程序，得到脈寬時間為40 μs時電容器C的理論充電曲線。將其與按表1設置電路參數(shù)、利用仿真軟件計算的結果進行對比(圖5)，可以發(fā)現(xiàn)：理論分析推導的數(shù)值結果與仿真結果完美貼合。由此得出，理論分析所得到的充電各階段的電流電壓表達式是正確的。

圖5 充電過程輸出電壓的數(shù)值迭代與仿真結果對比Fig. 5 Numerical iteration and simulation results of output voltage during charging

圖6 電容器C的電流和電壓Fig. 6 Current and voltage of capacitor C

當脈寬時間為40 μs時，電容器C的電流、電壓情況如圖6所示。可以看出，隨著電容器電壓的上升，電容器充電電流在逐漸下降，預充電時間較長。此時，考慮采用變脈寬的控制方式，以保證充電電流始終恒定，從而縮短預充電時間。

3.2 變脈寬控制

為縮短預充電時間，可以采用變脈寬的控制方式，保證每個周期電容器的充電電流不變。由式（13）可知，通過采樣輸入電容電壓，可以很方便地計算得到為保證充電電流尖峰始終為Imax時每個階段所需要開通的脈寬。

當輸入電壓為950 V，設置尖峰電流為20 A，采用變脈寬控制，按式（13）設置脈寬，其仿真結果如圖7所示，可以發(fā)現(xiàn)，電容器在0.2 s內完成了預充電。

圖7 變脈寬控制方式下，電容器C的電壓和電流Fig. 7 Voltage and current of capacitor C under variable pulse width control mode

4 IGBT故障時的電路風險分析

考慮IGBT的主要故障模式為短路和斷路，以下分析這兩種故障的發(fā)生對基于IGBT的直流變流器預充電系統(tǒng)的影響。

（1）IGBT在工作過程中斷路。如圖8所示，若斷路發(fā)生在預充電前，則無法進行預充電；若斷路發(fā)生在充電過程中或額定工作時，則電感器按紅色路徑給電容器充電。由于V和D的存在，電感電流下降至0后，A點電壓被箝位，電感器與電容器不會發(fā)生振蕩，電容器僅通過藍色路徑向放電電阻器放電。因此，只需校核這個過程中的電容尖峰電壓是否會超過電容額定電壓即可。

圖8 IGBT斷路時預充電電路電流路徑Fig. 8 Pre-charge current path when IGBT broken

式中：i——流過電感器的電流平均值；u1——電感器放電前電容器的初始電壓；u2——電感器放電完成后的電容電壓；

根據(jù)表1參數(shù)，并假定IGBT斷路時流過電感器的電流平均值為100 A，則利用式（14）計算得到上升后的電容電壓u2=974.7 V。

（2）IGBT短路。IGBT短路分為上電前短路和額定工作時短路。由于上電前的IGBT短路可通過控制單元上電檢測出來，本文主要考慮額定工作過程中IGBT發(fā)生短路的情況。

當IGBT短路時，電感器與電容器按圖9中紅色路徑發(fā)生振蕩，電容電壓上升至輸入電壓的2倍（為1 900 V）。因此，可以考慮在系統(tǒng)電路中增加一個二極管VD，以阻止電感器與電容器持續(xù)振蕩；同時，該二極管還可避免輸入電壓接反時，燒損變流器開關器件，從而提高系統(tǒng)的可靠性。

由于防反二極管的存在，電感器為電容器充電一個周期后，二極管D和VD均被截止，電感器能量轉移到電容器上，主電路電流為0，電容器只能向放電電阻器放電。因此，此處穩(wěn)壓電容器的額定電壓必須大于2倍輸入電壓，或兩個額定電壓為輸入電壓的電容器進行串聯(lián)，以防止IGBT短路時穩(wěn)壓電容器被擊穿。

圖9 IGBT短路時的預充電電路電流路徑Fig. 9 Pre-charge current path when IGBT short-circuits

5 結語

本文提出了一種基于IGBT的直流輸入型變流器預充電方案，其可依據(jù)預充電的時間要求選擇恒定脈寬或變脈寬的充電方式實現(xiàn)變流器輸入端濾波穩(wěn)壓電容電壓的平滑上升，且沖擊電流較小。與傳統(tǒng)的接觸器預充電方案相比，該方法不僅能夠大大降低生產成本，且有利于變流器小型化的實現(xiàn)。此外，針對該預充電方法存在IGBT短路故障的潛在風險，本文給出了加裝防反二極管的防范措施，以避免對系統(tǒng)電路造成嚴重影響。但由于本方案所涉及的IGBT直接連接在弓網側，弓網側大量的諧波和頻繁的跳變可能會導致IGBT因過電壓而擊穿，后續(xù)將對其網側適應性進行實測和研究。