運算放大器特性參數(shù)偏差對控制系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響分析

(北京精密機電控制設備研究所，北京 100076)

0 引言

基于永磁同步電機的機電伺服技術是融合了電、磁、機等多學科領域的一項前沿技術，是涉及變量多、控制復雜、耦合性強的技術，具有高靈敏度、高動態(tài)、非線性工作特點，控制難度非常大。線位移作為系統(tǒng)的初級輸入和最終輸出量，其采樣信號要求非常平穩(wěn)，設計時要求硬件具有非常低的噪聲，任何超出一定閾值的信號噪聲都可能經(jīng)系統(tǒng)回路進一步放大，最終影響伺服機構位移的穩(wěn)定性，這其中，運算放大器作為模擬電路領域最常用的電子器件之一起到至關重要的作用。運算放大器的特點便是可以實現(xiàn)對信號的計算,制成集成電路之后，具有體積小、性能穩(wěn)定、應用靈活等優(yōu)點。

運算放大器是屬于有源元件，具有多個端鈕，可以實現(xiàn)對信號的加減乘除、比例運算、微分和積分等計算，也可以用來處理電信號，如比較和選擇信號的幅度。AD8692是AD公司一款雙路、軌到軌輸出單電源放大器，具有低失調、低輸入電壓、低電流噪聲及寬信號帶寬等特性。在電機控制驅動器應用運放AD8692將位移信號變換為中心處理器DSP的片內A/D轉換器可以直接采集的信號。中心處理器將輸入的位移、電壓、電流等測試信號進行SVPWM處理產(chǎn)生交流永磁同步電機控制信號，對電機進行精確的控制。

由于電機反饋參數(shù)中電流，轉速以及位置信號的采集過程中，需要對以上參數(shù)進行信號調理進而實現(xiàn)高速電機信號準確采集，因此以運算放大器為主要器件組成的調理電路作用十分明顯，當高速運算放大器局部參數(shù)不穩(wěn)定時，會出現(xiàn)電機驅動器采集信號波動，容易產(chǎn)生自激振蕩的現(xiàn)象。

1 伺服系統(tǒng)工作原理

機電伺服系統(tǒng)是以動力電源為初級能源，將輸入指令信號經(jīng)伺服控制驅動器最終放大和變換為以電壓、電流表征的電功率，驅動伺服電機實現(xiàn)控制需求的機械功率，并經(jīng)機電動作執(zhí)行機構(以下簡稱“作動器”)中傳動機構輸出做功，實現(xiàn)負載對象位置控制的執(zhí)行機構。

如圖1所示，上位機將控制信號通過CAN總線送至電機控制驅動器，并經(jīng)控制電纜向電機驅動器提供+28V直流電。電機驅動器通過CAN總線接收位置指令，采集機電作動器線位移信號作為控制信號輸入，并采集電機旋轉的轉角信號、電機相電流信號等永磁同步伺服電機狀態(tài)數(shù)據(jù)，運行閉環(huán)控制算法，控制永磁同步伺服電機運轉及起停，電機帶動機電作動器驅動負載完成指令要求的動作。動力電源為控制驅動器提供高壓直流電源作為一次能源為伺服機構提供電功率。

圖1 機電伺服系統(tǒng)工作原理

機電伺服系統(tǒng)采用內外環(huán)復合控制架構，由中心處理器運行伺服驅動程序，執(zhí)行永磁同步伺服電機控制算法，經(jīng)過控制算法控制三相全橋功率驅動電路的導通與關斷，從而實現(xiàn)“位置、電流和轉速”三環(huán)閉環(huán)控制，最終達到對負載進行伺服控制的目的。外環(huán)用于伺服機構位置、速度控制，決定了位置跟隨精度和系統(tǒng)抗負載擾動能力；內環(huán)用于伺服電機電流控制，決定了機電伺服系統(tǒng)的響應能力和運行可靠性，采用電壓空間矢量(SVPWM)磁鏈跟蹤控制方法，通過采集電機相電流和電機轉子位置信號等狀態(tài)信息，并經(jīng)過CALRK變換、PARK變換和PARK逆變換，得到d/q軸參考電壓信號，經(jīng)過矢量扇區(qū)運算得到6路PWM控制信號，控制三相全橋功率驅動電路的導通與關斷，從而實現(xiàn)位置、電流和轉速閉環(huán)控制，最終達到對負載進行精確位置控制的目的。

2 電路設計原理

作動器的線位移信號為0～10 V電壓信號，而采用中心處理器的片內A/D轉換器進行線位移信號采集，由于中心處理器的片內A/D轉換器只能接收0～3 V范圍內的信號，因此線位移信號需要經(jīng)過信號變換后才能進入中心處理器的片內A/D轉換器進行采集。

為實現(xiàn)線位移信號與中心處理器的片內A/D轉換器之間的信號協(xié)調匹配，在電機驅動器內線位移信號經(jīng)過一級信號調理電路對信號進行線性變換，將線位移信號由0～10 V 變換到0～3 V范圍內。調理電路變換分兩級設計[1]，即第一級將信號進行分壓，再經(jīng)過第二級運放的有源放大電路對信號放大。運放AD8692的信號調理電路將線位移輸出的0～10 V信號轉換為中心處理器可直接采集的0～3 V信號，原理如圖2所示。

圖2 運放AD8692信號調理電路原理

位移信號采樣變換公式:

(1)

圖中，電容C1與電阻R1、R2構成一階RC濾波電路，濾波電路截止頻率如下：

(2)

公式(1)是圖2對應輸入輸出電壓信號比值，由公式(1)可以明顯得到輸入電壓和輸出電壓之間關系為輸出電壓是輸入電壓0.3倍，實現(xiàn)位置信號0～10 V的電壓采集，公式(2)則主要計算了RC濾波電路的截止頻率，該截止頻率為1 873 Hz，即對于信號調理電路前級的輸入信號，大于2 kHz的信號噪聲將被濾波電路明顯抑制，由此可以得到，如果后級電路測到2 kHz以上的高頻噪聲，則應排查前級輸入信號是否存在該噪聲，如果前級信號不存在該噪聲，則可定位該噪聲為濾波后級電路產(chǎn)生。

3 整機現(xiàn)象分析

電機驅動器在帶作動器測試時，發(fā)現(xiàn)當負載位移運動到0～3 V量程范圍內實際電壓量約2.6 V時，負載出現(xiàn)自激抖動并附有噪音，查看測試儀顯示的線位移從波動范圍在8.15 ～8.23 V，波動量達到80 mV，明顯大于一般正常產(chǎn)品的8.15～8.16 V線位移10 mV的波動范圍，故障產(chǎn)品位移信號跳變量約為正常產(chǎn)品的8倍以上，證明性能存在明顯差異。

為進一步對比運放AD8692的特性輸出信號，分別測試在2.7 V直流的相同輸入信號情況下直接測量運放從輸入到輸出波形，測試結果如圖3、圖4所示，圖中通道2為信號調理電路的輸入端線位移穩(wěn)定信號，通道1為信號調理電路的輸出的進中心處理器的變換調理后信號。

圖3 故障品運放輸入輸出波形

圖4 正常產(chǎn)品輸入輸出波形

由圖3、圖4可見，故障狀態(tài)與正常狀態(tài)輸入端線位移信號均較穩(wěn)定，無明顯差異，但圖3輸出信號存在周期約488 ns(頻率約2 MHz)，峰峰值約0.2 V的近似正弦振蕩噪聲，圖4正常狀態(tài)的輸出信號則穩(wěn)定如直線，二者輸出信號差異明顯。根據(jù)前面電路設計原理分析，對于信號調理電路前級的輸入信號，2 kHz以上的信號噪聲將被濾波電路明顯抑制?，F(xiàn)測到頻率約2 MHz的高頻噪聲，而前級輸入信號平穩(wěn)，故可定位該噪聲為濾波后級運放電路AD8692產(chǎn)生。將故障運放電路AD8692更換為一只其它批器件后，再進行同條件整機測試問題消除，證明以上定位分析準確。

4 運算放大器差異分析

為對比故障件與正常運算放大器的差異性，查閱運算放大器AD8692技術手冊，其電性能參數(shù)如表1所示[2]，為了分析多種電性能參數(shù)對運算放大器影響，取多只正常和故障器件依據(jù)相關元器件標準經(jīng)專業(yè)測試機構進行測試及評估。

表1 AD8692產(chǎn)品手冊電性能表

4.1 測試方法與結果分析

AD8692型運算放大器依據(jù)GJB 9147-2017、產(chǎn)品手冊電性能表確定測試參數(shù)和判據(jù)，測試參數(shù)包括：輸入失調電壓Vos、輸入偏置電流IIB、輸入失調電流IOS、共模抑制比CMRR、開環(huán)增益AVO、電源電壓抑制比PSRR、輸出峰峰電壓(輸出高電平VOH和輸出低電平VOL)、電源靜態(tài)電流IS等信號[3]，以下分別對正常器件和故障器件進行測試參數(shù)對比。

4.1.1 輸入失調電壓Vos

對于一個理想的運算放大器，當兩輸入端都接地時，其靜態(tài)輸出電壓應為零。但由于集成運放輸入級兩晶體管參數(shù)及其負載電阻總不可能完全對稱，因此當輸入信號為零時總存在著一定的零位輸出電壓，或稱為輸出失調電壓，其大小主要反映了運算放大器輸入級元件的不對稱程度[4]。因此，我們可以用輸出失調電壓衡量集成運放內部電路的不對稱程度?？紤]到各器件的開環(huán)增益Ava不同，同樣的輸入級不對稱程度，在輸出端所表現(xiàn)出的失調電壓不同，開環(huán)增益大的輸出失調電壓大。所以更合理地描述集成運放的不對稱程度，通常采用“輸入失調電壓”VOS這個指標，它被定義為：在室溫(25℃)及標稱電源電壓下，當輸入電壓為零時集成運放的輸出電位Vo，折合到輸入端的數(shù)值，即VOS=VOO/7Avd(Avd是開環(huán)電壓放大倍數(shù))。這就意味著，必須在輸入端加上一個與其VOS大小相應的差動輸入電壓，才能補償運放本身不對稱因素的影響使輸出電壓為零[5]。

本文所采用的輸入失調電壓VOS測試原理如圖5所示。測試使DUT直流輸出電壓為規(guī)定值2.5 V時，使用示波器測量兩輸入端間所加的直流補償電壓。

圖5 輸入失調電壓測試原理圖

AD8692為雙通道運算放大器，分別選取良品和故障件各兩只試件進行測試結果對比，可得到4組數(shù)據(jù)，測試對比結果見表2。

表2 失調電壓Vos測試數(shù)據(jù)對比

由表2得到故障器件失調電壓在-0.143～0.199 mV，正常器件失調電壓在-0.59～0.24 mV之間，故障器件與正常器件的失調電壓VOS無明顯差別，因此可排除輸入失調電壓VOS參數(shù)的影響。

4.1.2 輸入偏置電流IIB

由于集成運放各級直耦電路的工作點是由恒流源偏置電路確定的，當如圖6所示采用正、負電源供電時，只要它的兩個輸入端經(jīng)信號源或電阻接地，即可通過地向輸入晶體管注入基極偏置電流IIB，它的大小由差分電路發(fā)射極恒流源電流IE確定，有IIB=IE/2(1+β)，而與輸入端外接電阻的大小無關[6]。因此，集成運放的輸入偏置電流IIB一般定義為：在標稱電源電壓及室溫25℃ 下，使運算放大器靜態(tài)輸出電壓為零時流入(或流出)兩輸入端電流的平均值。

圖6 正、負電源供電

輸入偏置電流對進行高阻信號放大、積分電路等對輸入阻抗有要求的地方有重要影響[7]。輸入偏置電流IIB測試原理如圖7所示。電源端加規(guī)定的電壓，測試使DUT直流輸出電壓為規(guī)定值2.5 V時，流入DUT兩輸入端的電流IIB+、IIB-和二者的均值IIB。

圖7 輸入偏置電流測試原理圖

在輸入偏置電流測試所采用的方式與測試失調電壓相同，分別采用良品與故障件各兩只試件記性測試結果對比。故障件與正常件的輸入偏置電流IIB測試結果分析見表3。

表3 輸入偏置電流IIB測試數(shù)據(jù)對比

由表3可見，正常器件偏置電流范圍在-0.47～0.08 pA，故障器件偏置電流范圍在-0.65～0.58 pA，故障器件與正常器件的輸入偏置電流IIB無明顯差別，因此可排除輸入偏置電流IIB參數(shù)的影響。

4.1.3 輸入失調電流IOS

輸入失調電流與輸入失調電壓一樣，都是描述運放差分輸入的對稱性的，即當輸出為0時兩個輸入端的輸入電流差。輸入失調電流IOS測試原理如圖8所示。測試使DUT直流輸出電壓為規(guī)定值2.5 V時，流入兩輸入端的電流之差。

圖8 輸入失調電流測試原理圖

故障件與正常件的輸入失調電流IOS測試結果分析見表4。

表4 輸入偏置電流Ib測試數(shù)據(jù)對比

由表4可見，正常器件偏置電流范圍在-0.39～0.49 pA之間，故障件范圍在-0.33～0.26 pA之間，可以得到故障器件與正常器件的偏置電流Ios無明顯差別，可排除輸入偏置電流Ios參數(shù)的影響。

4.1.4 開環(huán)增益AVO

運放開環(huán)增益是集成運算放大器沒有反饋電阻狀態(tài)下的差模電壓增益，是集成運算放大器的輸出電壓與差動輸入電壓之比，可理解為反饋回路和前向通路組成各環(huán)節(jié)中所有增益的乘積。開環(huán)增益Avo測試原理如圖9所示。測試條件為器件開環(huán)時，測試DUT輸出電壓變化與差模輸入電壓變化之比。

圖9 開環(huán)增益測試原理圖

故障件與正常件的開環(huán)增益AVO測試結果分析對比見表5。

表5 開環(huán)增益AVO測試數(shù)據(jù)對比

由表5可見，正常器件開環(huán)增益在典型值的250到最大值321.8 V/mV之間，而對比故障器件得到最大開環(huán)增益遠超過該值，最小值也達到964.1 V/mV，對比可以發(fā)現(xiàn)故障器件相對正常器件的開環(huán)增益Avo明顯偏高，且在測試中發(fā)現(xiàn)故障器件開環(huán)增益波動較大。通過以上一些列對比，可以得到該參數(shù)的明顯差異證明開環(huán)增益Avo的差異性為故障起因。

4.2 其它參數(shù)測試

共模抑制比CMRR定義為當運放工作于線性區(qū)時，運放差模增益與共模增益的比值，共模抑制比是表征運算放大器抑制差模輸入中抑制共模干擾的性能指標，從表6中可以得到正常運算放大器共模抑制比范圍在91.2～92.9 dB，故障器件共模抑制比范圍在86.5～94 dB，相差不大，可以排除共模抑制比CMRR的影響。電源電壓抑制比PSRR定義為當運放工作于線性區(qū)時，運放輸入失調電壓隨電源電壓變化的比值，反映了電源電壓變化對運放輸出的影響[8]，從表6中可以得到正常件電源電壓抑制比測試范圍在94.9～95.6 dB，而故障件電源電壓抑制比范圍在95.6～99.5 dB，對比故障件和正常件電源電壓共模抑制比差異并不明顯，可以排除電源電壓抑制比PSRR的影響。

進一步測試運放的其它參數(shù)，可以看出，故障器件除開環(huán)增益參數(shù)Avo明顯偏高外，對應電源電流Is也偏大，從表6中可以得到正常運算放大器電源電流為1.724 mA和1.763 mA，而故障件達到了3.131 mA和3.307 mA，接近正常運算放大器電源電流兩倍，這是由于開環(huán)增益偏高，輸出存在振蕩信號不穩(wěn)定，使功耗加大，該變化趨勢與開環(huán)增益變化趨勢一致。

表6 運放AD8692性能參數(shù)測試結果

5 器件參數(shù)對整機影響分析

通過對以上運算放大器主要參數(shù)進行分析，可以得到結論如下：系統(tǒng)線位移信號經(jīng)過信號調理電路時，由于故障件開環(huán)增益過高，導致運算放大器輸出端信號不穩(wěn)定，在運算放大器輸出端產(chǎn)生高頻噪聲，高頻噪聲經(jīng)過A/D轉換處理環(huán)節(jié)輸入中心處理器，進入到控制回路運算過程中，使處理過程和PWM控制量疊加高頻變化噪聲，最終導致伺服作動器位移抖動和噪音[9]。

多批器件經(jīng)過測試，只有個別批次合格率較低，其它批次則全數(shù)合格，證明該參數(shù)差異性可能與批次相關。合格率較低批器件電性能參數(shù)與其它批次相比均存在開環(huán)增益過高且測試狀態(tài)不穩(wěn)定、電源電流過大等參數(shù)差異，綜合分析，開環(huán)增益過高是導致運放輸出抖動的主要原因。為提前發(fā)現(xiàn)器件性能差異，建議對其進行預篩選，要求該運算放大器件裝機前須進行全部性能參數(shù)測試，測試合格方可使用。

6 結束語

電機閉環(huán)控制系統(tǒng)中對于反饋信號的采集準確性對于整個控制系統(tǒng)穩(wěn)定性有著至關重要作用，而運算放大器作為伺服系統(tǒng)中反饋回路上重要的元器件，其設計參數(shù)大小不符合要求對整個系統(tǒng)有著不可預估的影響[10]，要對各個參數(shù)進行關注。經(jīng)過分析，由于運放存在性能參數(shù)中開環(huán)增益參數(shù)過高的故障模式，導致運放輸出信號不穩(wěn)定，并導致功耗超標，從而導致電機驅動器采集信號波動，對負載控制時產(chǎn)生自激振蕩的現(xiàn)象。因此，裝機前應對照器件技術手冊增加運放各項性能參數(shù)測試篩選，性能參數(shù)測試合格后使用。