微波無線傳能系統(tǒng)中直流阻抗匹配器設(shè)計(jì)①

陳維鋒，陳 星

(四川大學(xué) 電子信息學(xué)院，四川 成都 610065)

0 引言

微波無線能量傳輸一直是微波領(lǐng)域研究的熱點(diǎn)，近些年很多學(xué)者的研究一直專注于天線的收發(fā)效率以及整流效率，往往忽視了整流電路至終端負(fù)載時(shí)的直流阻抗匹配以及傳輸效率；實(shí)際上整流電路終端負(fù)載在偏離最大接收功率負(fù)載阻值時(shí)，整流效率往往會(huì)急劇減小，這樣不僅縮小了直流功率的使用范圍，也大大降低了多個(gè)整流電路功率合成的效率[1～4]。

針對于上述問題，目前國內(nèi)外常用的解決辦法是設(shè)計(jì)直流阻抗匹配器將寬范圍直流負(fù)載轉(zhuǎn)化成定值輸入阻抗，用于與整流電路進(jìn)行匹配。文獻(xiàn)[5]討論了升壓、降壓、升降壓三種不同的阻抗匹配器，在0～100歐姆小負(fù)載變化范圍內(nèi)保持近似60%的傳輸效率；文獻(xiàn)[6]使用一個(gè)含有方波頻率微控器的升壓降壓轉(zhuǎn)換器得到恒定的100歐姆輸入阻抗用于直流匹配，并在0～1000歐姆負(fù)載變化范圍內(nèi)保持73%的傳輸效率；文獻(xiàn)[7]使用了一款電流工作在不連續(xù)傳導(dǎo)模式下輸入阻抗為190歐姆的直流匹配器，并在100～5000歐姆負(fù)載范圍內(nèi)保持穩(wěn)定且近似60%的傳輸效率，直流阻抗匹配器的轉(zhuǎn)換效率為75%。

在已有直流阻抗匹配器設(shè)計(jì)中，文獻(xiàn)[7]中電路具有直流負(fù)載使用范圍廣、而且效率高的優(yōu)點(diǎn)，但存在一些缺陷，例如電路包含了2只振蕩器、振蕩器的工作電壓上限僅為5V等。本文設(shè)計(jì)了一款輸入阻抗為400歐姆的直流阻抗匹配器，對直流阻抗匹配器進(jìn)行了改進(jìn)和優(yōu)化，包括：將電路中振蕩器數(shù)量減少為單只，從而減少電路復(fù)雜度、成本和功率損耗；增加一塊穩(wěn)壓芯片，提高了電路的電壓工作范圍，減小電路超過工作電壓被燒毀的風(fēng)險(xiǎn)；優(yōu)化電路結(jié)構(gòu)，提高直流匹配器的轉(zhuǎn)換效率。

1 直流阻抗匹配器

1.1 直流阻抗匹配器工作原理

為了提高整流電路直流負(fù)載的使用范圍，直流阻抗匹配器應(yīng)具備在任意直流負(fù)載值都有恒定的輸入阻抗值的特性。實(shí)現(xiàn)該目的的方法有很多，本文依據(jù)電感的電壓電流特性通過開關(guān)快速轉(zhuǎn)換控制其電流的峰值以及相位，在輸入電壓確定的情況下可以得到特定的平均電流值，從而實(shí)現(xiàn)輸入阻抗不變達(dá)到與整流電路匹配的目的。

本文設(shè)計(jì)了一種不需要額外直流源驅(qū)動(dòng)的直流阻抗匹配器，該匹配器的振蕩器模塊直接依靠前端的輸入功率工作，其具體原理圖如圖1所示。直流阻抗匹配器的主要器件為電容、電感、肖特基二極管、穩(wěn)壓芯片以及N型場效應(yīng)管與低頻振蕩器。

圖1 直流阻抗匹配器原理圖Fig.1 Schematic diagram of DC impedance matcher

其中二極管和場效應(yīng)管起著快速開斷電路的作用；電感實(shí)現(xiàn)電能與電磁能之間的轉(zhuǎn)換，在電路中起著功率傳輸?shù)年P(guān)鍵性作用；振蕩器為N型場效應(yīng)管提供柵極電壓并控制其開關(guān)頻率；穩(wěn)壓芯片是用來控制振蕩器的輸入電壓；電容1起著濾波的作用，而電容2為功率存儲(chǔ)器件。

直流阻抗匹配器為了得到特定的等效輸入電流需要工作在電流不連續(xù)傳導(dǎo)模式，此模式下流過電感的電流與振蕩器輸出方波的關(guān)系如圖2所示。不連續(xù)傳導(dǎo)的模式使得下一次方波前沿到來之前能確保電感上的電流重歸為零。直流阻抗匹配器在一個(gè)周期內(nèi)的工作過程可分為三個(gè)階段，在第一階段場效應(yīng)管工作二極管開路，此時(shí)電感作為儲(chǔ)能元件將電能轉(zhuǎn)換為電磁能進(jìn)行存儲(chǔ)；第二階段場效應(yīng)管開路二極管閉合，此時(shí)電感通過感應(yīng)電動(dòng)勢將存儲(chǔ)的能量一邊傳輸給負(fù)載，一邊存儲(chǔ)進(jìn)第二個(gè)電容；第三階段場效應(yīng)管和二極管均開路，此時(shí)第二個(gè)電容將存儲(chǔ)的剩余功率繼續(xù)傳輸給負(fù)載，直至下一周期開始新一輪的能量傳輸。

圖2 振蕩器方波與電感電流Fig.2 Square wave of oscillator and inductive current

基于電路原理圖以及電流傳輸模式對阻抗匹配器進(jìn)行以下分析。在t1時(shí)刻之前阻抗匹配器處于第一階段，此時(shí)電感電壓和輸入電壓滿足式(1)，再根據(jù)電感本身特性可以得到式(2)，其中D為振蕩器的占空比，T為振蕩器周期；第二階段場效應(yīng)管開路二極管導(dǎo)通，此時(shí)電路中電感電壓和輸出電壓滿足式(3)，同理根據(jù)電感電壓特性可得式(4)，其中 為t1至t2的時(shí)間，此時(shí)間段內(nèi)電流峰值ILp和輸入平均電流Ia滿足式(5)。

(1)

(2)

(3)

(4)

(5)

根據(jù)式(1)(3)以及一個(gè)周期內(nèi)電流的變化值為零，可以得到 和D之間的關(guān)系式(6)。

(6)

聯(lián)合式(2)和(5)(6)可以得到輸出功率和輸入電壓的關(guān)系式(7)；

(7)

再根據(jù)輸入電壓、輸入電阻以及輸入功率三者的關(guān)系，以及輸入功率等于輸出功率(假設(shè)整個(gè)系統(tǒng)的近似無耗)，聯(lián)合式(7)可以得到直流阻抗匹配器的輸入阻抗表達(dá)式(8)。

(8)

1.2 直流阻抗匹配器的元器件選擇

由式(8)可知，在直流阻抗匹配器的電感值和振蕩器占空比確定之后，只需通過調(diào)節(jié)振蕩器的周期就可以調(diào)節(jié)整個(gè)電路的輸入電阻，進(jìn)而達(dá)到與整流電路匹配。另外，對于器件的選擇應(yīng)該考慮到盡可能減小各器件對整個(gè)電路的功率損耗而又不失去其在電路中的作用。

本文設(shè)計(jì)的直流阻抗匹配器采用的LTC6900低頻振蕩器，因其占空比固定為0.5；電感采用的國外進(jìn)口電感ELC-18B-102L，其電感值為1mH且損耗非常??；在確定上述參數(shù)之后為了與400歐姆的整流電路進(jìn)行匹配只需將振蕩器周期設(shè)置為20ns，對應(yīng)的頻率為50kHz，查閱LTC6900芯片使用手冊可以知道通過改變振蕩器的控制電阻可以調(diào)節(jié)其頻率。場效應(yīng)管型號(hào)選擇柵極控制電壓較小的FDS6298，該器件工作時(shí)的等效電阻非常小僅僅只有12毫歐；肖特基二極管選用的是CRS01，其反向浪涌電壓為30V；另外電容1選擇220uF規(guī)格，電容2由于是小功率存儲(chǔ)選擇0.1uF規(guī)格即可，所有器件型號(hào)以及特性如表1所示。

表1 直流阻抗匹配的器件特性Tab.1 DC impedance matching device characteristics

2 直流阻抗匹配電路仿真與測試

2.1 直流阻抗匹配電路仿真

本文采用Multisim12.0軟件對直流阻抗匹配器電路進(jìn)行仿真。在確定電感、電容以及振蕩器等各器件的型號(hào)之后，選擇5V左右直流源替代整流電路作為直流輸出，控制場效應(yīng)管的柵極輸入方波信號(hào)可暫時(shí)用函數(shù)發(fā)生器代替，最終的仿真電路圖以及測試表連接方式如圖3所示。

圖3 直流阻抗匹配電路仿真圖Fig.3 DC impedance matching circuit simulation diagram

從圖3中可以看出負(fù)載為700歐姆時(shí)輸入電壓除以輸入電流得到的輸入電阻等于400歐，而實(shí)際仿真時(shí)負(fù)載在大于400歐姆時(shí)輸入電壓在5V的情況下都能保證輸入電流恒定為12.5mA，因此該電路能確保輸入阻抗始終為400歐姆。直流阻抗匹配器的轉(zhuǎn)換效率可以定義為負(fù)載輸出功率與阻抗匹配器輸入功率之比，整個(gè)仿真過程仿真了大范圍負(fù)載變化時(shí)負(fù)載上的功率接收情況，并得到阻抗匹配器的轉(zhuǎn)換效率隨負(fù)載變化的曲線如圖4所示。

圖4 直流阻抗匹配電路隨負(fù)載阻值變化的轉(zhuǎn)換效率Fig.4 Curve of DC impedance matching circuit conversion efficiency changing with load impedance

圖4顯示負(fù)載阻值在大于400歐姆時(shí)，阻抗匹配電路的接收功率能保持近似恒定不變，并且能保持90%以上的轉(zhuǎn)換效率。但是，當(dāng)負(fù)載阻值低于400歐姆時(shí)，其轉(zhuǎn)換效率將會(huì)急劇下降，產(chǎn)生這種現(xiàn)象的原因是小于400歐姆的負(fù)載在場效應(yīng)管關(guān)斷期間吸收不完電感上的功率，導(dǎo)致電感上有剩余電流，此時(shí)電路不再工作在不連續(xù)傳導(dǎo)模式條件下，所以效率會(huì)急劇下降，這也是該電路存在的一個(gè)缺陷。

2.2 直流阻抗匹配電路實(shí)測

加工制作的直流阻抗匹配電路實(shí)物如圖5所示。

圖5 直流阻抗匹配電路實(shí)物圖Fig.5 Actual diagram of DC impedance matching circuit

此次測試采用同一整流電路測試了5.8GHz信號(hào)源輸出13dBm時(shí)，使用和未使用直流阻抗匹配器時(shí)輸出端接收功率隨負(fù)載阻值變化的兩組數(shù)據(jù)。其中測試直流阻抗匹配器功能的測試實(shí)物連接圖如圖6所示，實(shí)物連接順序?yàn)?.8GHz信號(hào)源、隔直器、整流電路、直流阻抗匹配器和負(fù)載。

圖6 測試直流阻抗匹配器功能實(shí)物連接圖Fig.6 DC impedance matching circuit function test physical connection diagram

當(dāng)5.8GHz信號(hào)源輸出13dBm時(shí)，在使用和未使用直流阻抗匹配器時(shí)負(fù)載上的接收功率和系統(tǒng)傳輸效率如7所示。

圖7 信號(hào)源輸出13dBm時(shí)不同負(fù)載接收功率和傳輸效率Fig.7 Received power and transmission efficiency of different loads when the signal source outputs 13 dBm

實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示在未使用直流阻抗匹配器時(shí)，負(fù)載上的功率僅僅在400歐姆時(shí)才會(huì)有最大值，而隨著負(fù)載阻值偏離400歐姆輸出端接收功率急劇減小。而使用了直流阻抗匹配器的負(fù)載在大于400歐姆時(shí)其接收功率基本穩(wěn)定在一個(gè)恒定值。這是因?yàn)閷τ谡麟娐穪碚f，其末端的等效輸入阻抗固定為400歐姆，整流輸出端始終保持一個(gè)最大的輸出功率給后續(xù)模塊，這也充分證明了直流阻抗匹配電路的使用意義。盡管使用了阻抗匹配器后輸出的恒定功率沒有達(dá)到未使用匹配電路時(shí)400歐姆的最大接收功率，但是卻能在很寬的阻值范圍負(fù)載都能接收到較高且穩(wěn)定的功率。

整個(gè)系統(tǒng)的傳輸效率可以用負(fù)載接收功率與信號(hào)源輸出功率的比值來衡量。傳輸效率的曲線和接收功率曲線一致，從圖7中可以看出不使用阻抗匹配器時(shí)傳輸效率只有在400歐姆時(shí)出現(xiàn)一個(gè)73%的峰值，且隨著負(fù)載阻值偏離400傳輸效率不斷減小，在6000歐姆時(shí)傳輸效率僅僅為10%。而在使用了直流阻抗匹配器之后，整個(gè)系統(tǒng)在400～6000歐姆大范圍阻值內(nèi)都保持近似60%的穩(wěn)定傳輸效率。

使用直流阻抗匹配器得到的傳輸效率值小于峰值傳輸效率的原因主要是因?yàn)槠ヅ淦髯陨硪泊嬖谝欢ǖ膿p耗。實(shí)測的直流阻抗匹配器的轉(zhuǎn)換效率恒定為80%左右，小于仿真時(shí)90%的理想轉(zhuǎn)換效率，出現(xiàn)該現(xiàn)象的主要原因仿真過程中振蕩器是采用額外供電的函數(shù)發(fā)生器，而實(shí)際加工的電路板中振蕩器需要消耗掉部分功率。

3 功率合成測試

將直流阻抗匹配器應(yīng)用于多個(gè)輸出功率不同的整流電路進(jìn)行功率合成，測試了幾組不同終端負(fù)載時(shí)的功率合成效率，具體的測試步驟以及流程圖如圖8所示。實(shí)測過程中兩個(gè)5.8GHz信號(hào)源分別給兩個(gè)400歐姆的整流電路進(jìn)行功率供給，整流電路1的輸入功率固定為40mW，整流電路2的輸入功率逐漸增加，測試負(fù)載為500歐姆和1000歐姆時(shí)使用和未使用直流阻抗匹配器時(shí)終端負(fù)載上的接收功率。

圖8 功率合成流程圖Fig.8 Power synthesis flow chart

測試的負(fù)載接收功率隨整流電路2輸入功率變化的曲線如圖9所示，測試的合成效率隨信號(hào)源2功率變化的曲線如圖10所示，合成效率定義為終端負(fù)載上的接收功率與兩路輸入功率總和之比。

由圖9的測試結(jié)果顯示，未使用阻抗匹配器時(shí)的合成功率無論負(fù)載是500歐姆還是1000歐姆都存在輸出飽和狀態(tài)，即負(fù)載輸出功率不隨信號(hào)源2的功率增加而增加。而在使用了阻抗匹配器之后飽和點(diǎn)顯著降低，合成功率隨信號(hào)源2的功率增加而不斷增加。

圖9 負(fù)載接收功率隨信號(hào)源2輸入功率變化曲線Fig.9 The load received power changes with the input power of signal source 2

圖10 合成效率隨信號(hào)源2輸入功率變化曲線Fig.10 The synthesis efficiency changes with the input power of signal source 2

從圖10中可以看出，無論負(fù)載為500歐姆還是1000歐姆，其合成效率都會(huì)隨著信號(hào)源2的功率增加不斷減小。當(dāng)負(fù)載為500歐姆時(shí)未使用阻抗匹配器的合成效率由66.89%下降至41.91%，而使用了阻抗匹配器之后的合成效率則由72.64%下降至52.81%，相比未使用阻抗匹配器時(shí)合成效率提升了5.75% ～10.9%。當(dāng)負(fù)載阻抗較大為1000歐姆時(shí)合成效率提升更加顯著，未使用阻抗匹配器時(shí)的合成效率為33.1%～58.13%，而使用了阻抗匹配器的合成效率為52.28%～71.23%，最大提升達(dá)到19.18%，最低提升也有13.1%。

4 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)并測試了一款用于拓寬整流電路直流輸出功率使用范圍的直流阻抗匹配器；該匹配電路能使最優(yōu)負(fù)載為400歐姆整流效率73%的整流電路在400～6000歐姆變化范圍內(nèi)保持穩(wěn)定且近似60%的傳輸效率，且直流阻抗匹配電路的轉(zhuǎn)換效率接近80%。另外，該電路能應(yīng)用于兩路不同輸出功率的整流電路功率合成，相比未使用阻抗匹配電路時(shí)合成效率提升了5.75%～19.18%，并且能夠在終端負(fù)載阻值變化的情況下也有一個(gè)穩(wěn)定的合成效率。直流阻抗匹配器不僅解決了整流電路直接連接偏離最優(yōu)負(fù)載值的阻抗時(shí)功率急劇下降的問題，也極大的提高了整流電路的直流輸出功率使用范圍。