電力電子變壓器用混合三電平雙向DC/DC 功率模塊設(shè)計(jì)

張茂強(qiáng)，駱仁松，汪 濤，文繼鋒

（南京南瑞繼保電氣有限公司，江蘇 南京 211102）

0 引言

在高壓柔性直流輸電、無功補(bǔ)償?shù)刃枰娏﹄娮幼儔浩鹘尤胫?、高電壓?yīng)用的領(lǐng)域，由于功率半導(dǎo)體器件的耐壓、通流能力、開關(guān)頻率等存在限制，系統(tǒng)大多采用模塊化級(jí)聯(lián)多電平結(jié)構(gòu)［1］。系統(tǒng)級(jí)聯(lián)模塊數(shù)量多，控制系統(tǒng)和閥結(jié)構(gòu)復(fù)雜，系統(tǒng)運(yùn)行可靠性相對(duì)不高。

在電力電子變壓器應(yīng)用中，功率傳輸效率是重要的參數(shù)指標(biāo)之一。因此，當(dāng)前示范應(yīng)用的工程項(xiàng)目中大多引入SiC MOSFET 器件。相對(duì)于Si IGBT 器件，SiC MOSFET 的開關(guān)速度更快，開關(guān)損耗和通態(tài)損耗更低，運(yùn)行結(jié)溫更高。采用SiC MOSFET 的電力電子變壓器效率接近傳統(tǒng)變壓器。

但目前商用SiC MOSFET 的耐壓等級(jí)多在1 200 V及以下水平，電力電子變壓器系統(tǒng)中的模塊工作電壓較低，模塊數(shù)量較多，與傳統(tǒng)變壓器相比，尺寸和功率密度不占優(yōu)勢(shì)，性價(jià)比不高。

對(duì)比傳統(tǒng)電力電子變壓器雙有源全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［1-4］，將三電平電路引入電力電子變壓器高壓側(cè)逆變模塊，低壓側(cè)整流模塊仍采用全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并經(jīng)變壓器隔離組成雙向混合三電平電路拓?fù)?。在只增加少量二極管的基礎(chǔ)上，實(shí)現(xiàn)了高壓側(cè)功率模塊工作直流電壓翻倍，達(dá)到系統(tǒng)級(jí)聯(lián)模塊數(shù)量減半的效果。

1 電路原理分析

1.1 高壓側(cè)拓?fù)鋵?duì)比分析設(shè)計(jì)

提升電力電子變壓器高壓側(cè)模塊直流電壓的方式較多，以系統(tǒng)高壓側(cè)直流電壓±10 kV DC 為例，分別將傳統(tǒng)全橋拓?fù)浞桨概c提升電壓適用的其他方案對(duì)比，如表1 所示。

表1 電力電子變壓器高壓側(cè)逆變拓?fù)鋵?duì)比

傳統(tǒng)全橋拓?fù)浞桨覆捎媚壳皬V泛商用的1 200 V耐壓等級(jí)SiC MOSFET 器件，在直流側(cè)工作電壓750 V 的情況下，系統(tǒng)所需功率模塊數(shù)量達(dá)到27 個(gè)，在所有方案中尺寸最大，硬件系統(tǒng)及控制系統(tǒng)最為復(fù)雜。

SiC 器件更換方案與傳統(tǒng)全橋拓?fù)浞桨傅闹麟娐吠負(fù)湟恢拢皇菍⒌蛪篠iC 器件更換為高壓SiC器件。文獻(xiàn)［5-7］提到，高壓SiC 器件的耐壓等級(jí)為3.3 kV、10 kV 及15 kV，既包括SiC二極管、SiC MOSFET，也包含SiC IGBT。但是這些高壓器件多應(yīng)用于實(shí)驗(yàn)室樣機(jī)和極個(gè)別示范工程中［5-7］，尚無量產(chǎn)信息。個(gè)別廠商推出的3.3 kV SiC MOSFET 模塊價(jià)格極其高昂，也不具備量產(chǎn)條件。

低壓SiC MOSFET 串聯(lián)方案是用串聯(lián)的低壓SiC MOSFET 等效為1 個(gè)高壓SiC 器件。功率半導(dǎo)體串聯(lián)需要解決動(dòng)靜態(tài)均壓及保護(hù)控制問題，在SiC器件高頻應(yīng)用中，對(duì)驅(qū)動(dòng)電路和控制保護(hù)電路要求較高，存在較大的技術(shù)風(fēng)險(xiǎn)，且該電路中所用器件數(shù)量較多，成本相對(duì)較高。

三電平拓?fù)浞桨甘峭扑]使用的方案。該電路應(yīng)用技術(shù)成熟，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，相比傳統(tǒng)全橋拓?fù)浞桨?，僅增加2 個(gè)鉗位二極管，成本較低，但可將模塊高壓側(cè)的工作電壓提高一倍，系統(tǒng)中功率模塊的數(shù)量減少一半，性價(jià)比較高。在應(yīng)用中要注意上下電容的平衡，電容電壓的失衡將導(dǎo)致變壓器的磁偏飽和。

1.2 混合三電平電路工作原理分析

混合三電平雙向DC／DC 功率模塊電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。圖中，2Ui和Uo分別為高壓側(cè)、低壓側(cè)直流電壓；CA和CB為高壓側(cè)直流上、下電容；Q1—Q4為高壓側(cè)三電平電路的SiC MOSFET 器件；QD1—QD4分別為高壓側(cè)SiC MOSFET 的反并聯(lián)二極管；D1和D2為高壓側(cè)三電平電路的鉗位二極管；T1—T4為低壓側(cè)全橋電路SiC MOSFET；TD1—TD4為低壓側(cè)SiC MOSFET 的反并聯(lián)二極管；TR 為隔離變壓器；LS為移相電感；Co為低壓側(cè)直流電容。規(guī)定電流由A點(diǎn)流向B 點(diǎn)為正，變壓器變比為n∶1；ULs為移相電感電壓；iLs為移相電感電流，定義其正方向如圖1 所示；UAB是高壓側(cè)A、B 兩點(diǎn)電壓；UCD是低壓側(cè)C、D兩點(diǎn)電壓值；U′CD是UCD折算到高壓側(cè)的電壓值。

由于電流在1 個(gè)開關(guān)周期內(nèi)正負(fù)對(duì)稱，工作模式也一致，因此，只在半個(gè)開關(guān)周期對(duì)混合三電平功率電路的工作模態(tài)及波形進(jìn)行分析，如圖2 和圖3 所示。

圖1 混合三電平功率電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2 混合三電平功率電路工作模態(tài)分析

1）工作模態(tài)1（圖3 中t0—t1時(shí)段）。t0時(shí)刻，電流為負(fù)，高壓側(cè)電流流經(jīng)QD1、QD2，為Q1、Q2的零電壓開通提供條件；低壓側(cè)電流流經(jīng)TD2、TD3，為T2、T3的零電壓開通提供條件。t0—t1時(shí)段內(nèi)，電流線性增長(zhǎng)。電感電壓表達(dá)式為

圖3 混合三電平功率電路主要波形

2）工作模態(tài)2（圖3 中t1—t2時(shí)段）。t1時(shí)刻，電感電流過零為正，高壓側(cè)電流流經(jīng)Q1、Q2；低壓側(cè)電流流經(jīng)T2、T3。電感電壓為正，電感電流線性增長(zhǎng)。電感電壓表達(dá)式與式（1）一致。

3）工作模態(tài)3（圖3 中t2—t3時(shí)段）。t2時(shí)刻，T2關(guān)斷，電流換向至TD1，為T1提供零電壓開通條件。高壓側(cè)電流路徑與工作模態(tài)2 一致；低壓側(cè)電流流經(jīng)T1、TD1和T3、TD3。電感電壓為正，電感電流線性增長(zhǎng)。電感電壓表達(dá)式為

4）工作模態(tài)4（圖3 中t3—t4時(shí)段）。t3時(shí)刻，T3關(guān)斷，低壓側(cè)電流換流至TD4，為T4提供零電壓開通條件。高壓側(cè)電流路徑與工作模態(tài)2 一致。低壓側(cè)電流流經(jīng)T1、TD1和T4、TD4。電感電壓表達(dá)式為

5）工作模態(tài)5（圖3 中t4—t5時(shí)段）。t4時(shí)刻，Q1關(guān)斷，Q3為零電壓開通。低壓側(cè)電流路徑與工作模態(tài)4 一致。高壓側(cè)電流流經(jīng)D1、Q2。電感電壓表達(dá)式為

按照以上分析，根據(jù)電感電壓與電流的微分方程關(guān)系，列寫各模態(tài)的方程及約束條件如式（5）所示。

解析式（5），可得電感電流方程為

式中：TH為半個(gè)開關(guān)周期（對(duì)應(yīng)圖3 的t5時(shí)刻）；δ 為高壓側(cè)和低壓側(cè)之間主移相角與π 的比值，即主移相占空比；DH為半周期內(nèi)高壓側(cè)脈沖UAB占空比；φL為低壓側(cè)內(nèi)移相角與π 的比值，即低壓側(cè)內(nèi)移相占空比。

結(jié)合圖3 及式（6），可得出半周期高壓側(cè)傳輸?shù)墓β蕿?/p>

PH是隨DH單調(diào)遞增的函數(shù)，DH最大取值為1。為簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)，設(shè)置DH=1，PH最大值為。對(duì)PH進(jìn)行標(biāo)幺化處理，可得

由式（8）可得功率傳輸特性與主移相角和低壓側(cè)內(nèi)移相角的關(guān)系。在低壓側(cè)內(nèi)移相角為0 和0.1 時(shí)，PHN隨主移相角占空比的變化趨勢(shì)如圖4 所示。由圖4 可知，低壓側(cè)內(nèi)移相為0 時(shí)，在主移相角占空比δ=0.5 時(shí)，傳輸功率達(dá)到最大值。而低壓側(cè)內(nèi)移相角的引入，使得在較小的主移相角下就可獲得相對(duì)較大的功率傳輸。

圖4 功率傳輸特性曲線

3 混合三電平電路主要參數(shù)設(shè)計(jì)

以系統(tǒng)功率為1 MW 為例，分析混合三電平電路主要參數(shù)設(shè)計(jì)方法。

3.1 移相電感參數(shù)設(shè)計(jì)

移相電感值首先應(yīng)滿足最大功率的傳輸要求，即

其次要滿足功率傳輸精度的要求，假設(shè)功率傳輸精度為額定功率的1%，則有：

式中：δmin為控制系統(tǒng)最小主移相角占空比，與控制器的運(yùn)算時(shí)間相關(guān)，本文中設(shè)置為0.001。

最后是移相角度最大值時(shí)要滿足最大功率傳輸?shù)囊螅ㄊ剑?1）），為保證控制曲線的近似線性化，結(jié)合圖4，主移相角占空比δmax最大值取為0.3。

結(jié)合式（9）—式（11），得到移相電感的取值范圍為20 μH≤Ls≤40 μH，最終移相電感取值為30 μH。

3.2 直流電容參數(shù)設(shè)計(jì)

計(jì)算低壓側(cè)電容電流的等效電路如圖5 所示。由圖5 可得低壓側(cè)電容電流如式（12）所示。

圖5 電容電流計(jì)算等效電路

根據(jù)電容電荷的平衡，可計(jì)算滿足電容電壓波動(dòng)范圍的電容值。電容電流為正時(shí)的電荷量為

假設(shè)電容電壓波動(dòng)值ΔUo小于額定輸出電壓的0.5%，可計(jì)算出低壓側(cè)最小電容值為

同理，根據(jù)高壓側(cè)電容電流為正時(shí)的電荷量及電容電壓波動(dòng)值，可計(jì)算出高壓側(cè)上、下電容最小值為。

選取高壓側(cè)上、下電容均為800 μF，低壓側(cè)電容為400 μF。

3.3 SiC MOSFET 選型設(shè)計(jì)

根據(jù)式（6），并設(shè)定n=1，DH=1，φL=0，計(jì)算出高低壓側(cè)SiC MOSFET 的有效值為

根據(jù)有效值電流可選擇1 200 V／100 A 的SiC MOSFET 器件。

綜上，按照系統(tǒng)功率1 MW 進(jìn)行設(shè)計(jì)的混合三電平電路主要參數(shù)如表2 所示。

3.4 控制算法設(shè)計(jì)

為降低低載工況下的回流功率，提升效率，在文獻(xiàn)［8-11］控制方案的基礎(chǔ)上，加入三電平電路電容電壓平衡控制策略，對(duì)混合三電平電路進(jìn)行控制方案的設(shè)計(jì)，控制算法如圖6 所示。

表2 電力電子變壓器功率模塊參數(shù)

圖6 混合三電平電路控制算法

圖6 中UCA、UCB分別為上下電容CA、CB的電壓，UOREF為設(shè)定的輸出電壓值。

4 實(shí)驗(yàn)室測(cè)試結(jié)果

如圖7 所示，在實(shí)驗(yàn)室建立大功率背靠背自環(huán)測(cè)試平臺(tái)，對(duì)混合三電平功率電路進(jìn)行性能測(cè)試。此實(shí)驗(yàn)平臺(tái)所用測(cè)試直流電源，只需提供低壓側(cè)的電壓及2 個(gè)功率單元的損耗，對(duì)測(cè)試直流電源輸出電壓和電流的要求較小，可用最小代價(jià)進(jìn)行大功率電源的測(cè)試?；旌先娖焦β孰娐返倪\(yùn)行波形如圖8所示。

圖7 混合三電平功率電路測(cè)試平臺(tái)

圖8 混合三電平與全橋電路運(yùn)行波形對(duì)比

由圖8 可知，與傳統(tǒng)全橋功率電路對(duì)比，混合三電平功率電路主要波形電氣特性一致，功率運(yùn)行中各主要波形正常，符合設(shè)計(jì)要求。

對(duì)混合三電平功率模塊的效率測(cè)試，最高效率達(dá)到98.7%，與基于SiC 器件的傳統(tǒng)全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的雙有源橋相近［12-13］，測(cè)試及對(duì)比數(shù)據(jù)詳見表3。

表3 電力電子變壓器功率模塊測(cè)試數(shù)據(jù)

5 結(jié)語

設(shè)計(jì)并測(cè)試了基于SiC MOSFET 混合三電平功率模塊，其最高效率接近98.7%。相對(duì)傳統(tǒng)全橋拓?fù)涞墓β首幽K，該電路僅增加鉗位二極管，以較低成本和控制復(fù)雜度，提高了子模塊高壓側(cè)直流工作電壓，使電力電子變壓器系統(tǒng)功率模塊數(shù)量減半，有效降低了電力電子變壓器的尺寸，提高了系統(tǒng)功率密度。后續(xù)將混合三電平功率模塊進(jìn)行系統(tǒng)搭建，進(jìn)一步測(cè)試其系統(tǒng)性能。