單相PWM整流器電壓外環(huán)模糊自適應(yīng)控制

俞城生 張艷

摘 要：為了提高單相PWM整流器輸出電壓的質(zhì)量，解決傳統(tǒng)控制策略存在參數(shù)整定困難的問(wèn)題，改善小型能源路由器中間級(jí)的輸入電壓，提出了電壓外環(huán)模糊自適應(yīng)控制策略。首先，根據(jù)電路特征，建立單相PWM整流器的最優(yōu)數(shù)學(xué)模型;其次，將模糊控制思想引入電壓外環(huán)控制策略中，與傳統(tǒng)的PI控制相結(jié)合，針對(duì)傳統(tǒng)PI參數(shù)的影響，構(gòu)建模糊規(guī)則，計(jì)算模糊因子;最后，與比例諧振控制結(jié)合，給出了單相PWM整流器電壓外環(huán)模糊自適應(yīng)控制。結(jié)果表明，所提出的控制策略具有良好的動(dòng)態(tài)特性，可以在一定程度上減少負(fù)載波動(dòng)時(shí)輸出電壓的波動(dòng)，且在單位功率因數(shù)條件下，能夠?qū)崿F(xiàn)整流器的整流或逆變。改進(jìn)策略可為小型能源路由器能量雙向傳輸方面的研究提供參考。

關(guān)鍵詞：電力電子技術(shù);小型能源路由器;單相PWM整流器;模糊控制;比例諧振控制

中圖分類號(hào)：TM461 ? 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A ? doi：10.7535/hbkd.2020yx01003

Abstract：In order to improve the output voltage quality of single-phase PWM rectifier， solve the shortcomings of parameter setting difficulties in traditional control strategies， and improve the input voltage of the intermediate stage of small energy routers， a voltage external loop fuzzy adaptive control strategy is proposed. Firstly， according to the circuit characteristics， the optimal mathematical model of single-phase PWM rectifier is established. Secondly， the idea of fuzzy control is introduced into the voltage outer loop control strategy. Combined with the traditional PI control， the fuzzy rules are constructed according to the influence of traditional PI parameters. The fuzzy factor is calculated. Finally， combined with the proportional resonance control， the fuzzy adaptive control of the voltage outer loop of the single-phase PWM rectifier is given. The experimental results show that the proposed control strategy has good dynamic characteristics， which can reduce the fluctuation of output voltage when the load fluctuates to a certain extent， and can realize the rectification or inversion of the rectifier under the unit power factor condition. It is in line with the two-way transmission requirements of the small energy router.

Keywords：power electronic; small energy router; single phase PWM rectifier; fuzzy control; proportional resonance control

面對(duì)能源危機(jī)，太陽(yáng)能、風(fēng)能、水能等得到了開(kāi)發(fā)利用，隨之而來(lái)的則是分布式能源的并網(wǎng)、供電質(zhì)量、儲(chǔ)能等一系列問(wèn)題。杰里夫·里夫金在《第三次工業(yè)革命》中提到“電力輸送網(wǎng)絡(luò)將會(huì)轉(zhuǎn)變成信息能源網(wǎng)絡(luò)，使得數(shù)以百萬(wàn)計(jì)自助生產(chǎn)能源的人們能夠通過(guò)對(duì)等網(wǎng)絡(luò)的方式分享彼此剩余能源”[1]。能源互聯(lián)網(wǎng)概念的提出，推動(dòng)了傳統(tǒng)電網(wǎng)向能源互聯(lián)網(wǎng)演化，促進(jìn)了電網(wǎng)的智能化[2]。而在整個(gè)配電網(wǎng)中，能源路由器相當(dāng)于變電站。在用戶終端，每個(gè)用戶需要在接入接口上安裝一個(gè)獨(dú)立的小型能源路由器，實(shí)現(xiàn)電源轉(zhuǎn)換和能源管理[3]。

小型能源路由器的輸入級(jí)可采用單相全橋PWM整流電路結(jié)構(gòu)[4]，由于傳統(tǒng)的單相整流控制策略存在輸出電壓不穩(wěn)定的問(wèn)題，使得能源路由器的輸出電流波形畸變率過(guò)大，給大電網(wǎng)帶來(lái)污染。目前，對(duì)小型能源路由器整流電路的研究多集中在對(duì)電流內(nèi)環(huán)的控制[5-10]，如文獻(xiàn)[5]針對(duì)單相PWM整流器，提出無(wú)差拍電流預(yù)測(cè)控制方法，有效減少了網(wǎng)側(cè)電流的總諧波失真。文獻(xiàn)[6]將調(diào)制函數(shù)引入預(yù)測(cè)直接功率控制，從而提高了整流器的動(dòng)態(tài)性能。文獻(xiàn)[7]針對(duì)UPS電源中單相PWM整流器，在電壓外環(huán)采用傳統(tǒng)PI控制的基礎(chǔ)上，對(duì)電流環(huán)分別采用PI控制和PR控制，論證了PR控制在電壓響應(yīng)時(shí)間方面的優(yōu)越性。

受文獻(xiàn)[7]的啟發(fā)，本文在電壓外環(huán)引入模糊控制的思想，將模糊控制與傳統(tǒng)PI控制相結(jié)合，提出一種基于電壓外環(huán)模糊自適應(yīng)控制的單相PWM整流策略，該策略不僅加快了整流器的響應(yīng)速度，而且提高了整流器的穩(wěn)態(tài)性能，使其在單位功率因數(shù)條件下，能夠?qū)崿F(xiàn)整流和逆變，滿足小型能源路由器能量雙向傳輸?shù)囊?。最后，通過(guò)Matlab仿真驗(yàn)證了所提方法在電壓響應(yīng)時(shí)間和穩(wěn)態(tài)性方面的優(yōu)越性。

1 輸入級(jí)整流電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

能源路由器的核心器件是固態(tài)變壓器（SST），SST的原理結(jié)構(gòu)圖如圖1所示[11-12]。其中，輸入級(jí)為AC-DC電路，隔離級(jí)為帶隔離的雙向DC-DC變換電路，輸出級(jí)為DC-AC逆變電路。SST具有良好的可控性，能夠?qū)崿F(xiàn)能量的雙向傳輸。

本文針對(duì)SST的輸入級(jí)進(jìn)行研究，AC-DC電路采用單相全橋PWM整流器，該電路可以使輸入電流正弦化，網(wǎng)側(cè)電流電壓同相位，以確保整流模塊在單位功率因數(shù)下正常運(yùn)行[13]，實(shí)現(xiàn)交流-直流整流。其電路拓?fù)淙鐖D2所示。

圖2中，Us為電網(wǎng)電壓;is為交流側(cè)電流;L為交流側(cè)電感;R0為線路的等效電阻，通常忽略不計(jì);C為直流側(cè)電容，其主要作用是穩(wěn)定輸出電壓，減少輸出電壓的脈動(dòng);Ud為整流電路的輸出電壓;R為直流側(cè)負(fù)載;Q1—Q4為電力電子器件，通常為IGBT或MOSFET，本文仿真時(shí)選擇IGBT;D1—D4為續(xù)流二極管。

2 輸入級(jí)整流電路的控制策略

對(duì)于單相全橋PWM整流器，本文將模糊控制的思想引入電壓外環(huán)控制中，在電壓外環(huán)采用模糊自適應(yīng)控制、電流內(nèi)環(huán)采用比例諧振控制的基礎(chǔ)上，提出一種新的復(fù)合控制策略。基于單相全橋PWM整流電路（見(jiàn)圖2），電路基本的控制結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3中：Uref為參考電壓;Ud為直流側(cè)實(shí)時(shí)電壓;Us為實(shí)時(shí)交流電壓;Is為實(shí)時(shí)交流電流;I*為模糊自適應(yīng)環(huán)節(jié)輸出電流的給定幅值。

2.1 電壓外環(huán)模糊自適應(yīng)控制

由于SST輸入級(jí)的作用是輸出穩(wěn)定的直流電壓，因此，電壓外環(huán)設(shè)計(jì)至關(guān)重要，直接影響電流環(huán)的輸出，涉及到SST的穩(wěn)定性能。文獻(xiàn)[7]的電壓外環(huán)采用傳統(tǒng)的PI控制器，但是當(dāng)負(fù)載變化過(guò)大或者擾動(dòng)較大時(shí)，采用傳統(tǒng)的PI控制會(huì)使SST的系統(tǒng)穩(wěn)定性變差。本文將模糊控制的思想引入電壓外環(huán)控制中，與傳統(tǒng)的PI控制相結(jié)合，提出模糊自適應(yīng)控制策略，使系統(tǒng)能夠自適應(yīng)調(diào)節(jié)PI控制參數(shù)，提高系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能，當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，減少系統(tǒng)的響應(yīng)時(shí)間以及電壓波動(dòng)，使其在單位功率因數(shù)下工作。為了使控制器易于實(shí)現(xiàn)，且減少硬件的計(jì)算量，本文采用二維模糊控制器。電壓外環(huán)控制結(jié)構(gòu)原理如圖4所示。

圖4中，ec=de/dt，為直流側(cè)實(shí)時(shí)電壓Ud與參考值差的變化率，ΔKP和ΔKI為整個(gè)模糊系統(tǒng)的輸出變量。輸入輸出變量eu，ec，ΔKP， ΔKI的模糊論域均為{-6，-4，-2，0，2，4，6}，模糊集為{NL，NM，NS，ZE，PS，PM，PL}。

模糊規(guī)則的建立主要考慮PI控制中PI參數(shù)對(duì)電壓外環(huán)的影響程度。其中，比例系數(shù)大小與系統(tǒng)的響應(yīng)速度有關(guān)，當(dāng)系統(tǒng)響應(yīng)時(shí)間過(guò)長(zhǎng)時(shí)，就要增大比例系數(shù)的值，減少調(diào)節(jié)時(shí)間。積分系數(shù)大小與系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差有關(guān)。當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差增大或者消除誤差時(shí)間增長(zhǎng)時(shí)，要增大積分系數(shù)的值，以快速消除系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差[16]。基于此，模糊規(guī)則表如表1所示。

由于本文輸出電壓為450 V，所以變量eu的模糊論域選擇[-450，450]。根據(jù)文獻(xiàn)[7]，傳統(tǒng)控制仿真可得變量ec的最大值為6×1013，故ec的模糊論域?yàn)閇-6×1013，6×1013]。由模糊控制系統(tǒng)初始的參數(shù)值可得，ΔKP，ΔKI的模糊論域分別為[-3，3]和[-15，15]。模糊控制器詳細(xì)參數(shù)如表2所示。

2.2 電流內(nèi)環(huán)比例諧振控制

電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖5所示。Ts為電流采樣周期，也是電力電子器件開(kāi)關(guān)周期，KPWM為整流橋的等效增益。為了方便分析，忽略干擾量Us，將0.5Ts和Ts合并，可以得到簡(jiǎn)化的電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖[15]，如圖6所示。

電流內(nèi)環(huán)主要采用比例諧振控制。因?yàn)樵趯?shí)際應(yīng)用中，一旦電網(wǎng)頻率發(fā)生偏移，傳統(tǒng)的PI控制不能有效地抑制電網(wǎng)諧波[17-18]，而PR控制器則能對(duì)特定頻率信號(hào)實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差跟蹤[19]。

因此，本文在電流內(nèi)環(huán)環(huán)節(jié)采用在硬件上易于實(shí)現(xiàn)的準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器，其傳遞函數(shù)為[20]GPR（s）=KP+2KRωcss2+2ωcs+ω20，（6）式中：KP，KR為比例諧振系數(shù);ω0為諧振角頻率，電網(wǎng)頻率為50 Hz，即ω0=100π;ωc為截止頻率。參考文獻(xiàn)[21]可知，截止頻率ωc越小，選頻特性越好，但波動(dòng)較大影響穩(wěn)定性，通常ωc取5～10 rad/s。本文取值為5 rad/s。

3 系統(tǒng)仿真

本文基于文獻(xiàn)[7]的參數(shù)以及圖2所示的基本電路搭建Simulink仿真模型，主要參數(shù)如表3所示。仿真時(shí)間為1 s。為了驗(yàn)證系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性，負(fù)載電阻初始值為20 Ω，在0.5 s時(shí)并入一個(gè)20 Ω電阻，即負(fù)載在0.5 s時(shí)由20 Ω突變?yōu)?0 Ω。

在此基礎(chǔ)上，給出采用傳統(tǒng)控制策略[7]與本文所提出的模糊自適應(yīng)控制策略的輸出直流電壓波形仿真圖（見(jiàn)圖7），啟動(dòng)時(shí)輸出電壓波形放大圖（見(jiàn)圖8），負(fù)載波動(dòng)時(shí)輸出電壓波形放大圖（見(jiàn)圖9）。

由圖7、圖8可知，與傳統(tǒng)控制策略相比，模糊自適應(yīng)控制系統(tǒng)響應(yīng)更快，超調(diào)量更小。特別是當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，傳統(tǒng)控制策略下電壓最大跌落可到420 V，系統(tǒng)穩(wěn)定耗時(shí)約0.25 s。本策略下的電壓最大跌落為430 V，比傳統(tǒng)策略減少了約10 V的波動(dòng)，系統(tǒng)穩(wěn)定耗時(shí)約為0.15 s，比傳統(tǒng)控制策略節(jié)約了0.10 s（見(jiàn)圖9）。

為了驗(yàn)證單相PWM整流器逆變時(shí)的工作特性。在0.5 s時(shí)刻改變給定電壓的值，從450 V變?yōu)?80 V，此時(shí)，系統(tǒng)工作于逆變狀態(tài)，其直流側(cè)電壓波形如圖10所示。

由圖10可知，逆變運(yùn)行時(shí)，傳統(tǒng)控制策略的超調(diào)量依然很大，直流側(cè)電壓跌落到365 V，而且電壓穩(wěn)定用時(shí)約為0.4 s。模糊自適應(yīng)控制最大跌落電壓僅為372 V，0.2 s后電壓基本穩(wěn)定，即本文所提控制策略要優(yōu)于傳統(tǒng)控制策略。

整流器由整流狀態(tài)變?yōu)槟孀儬顟B(tài)，其網(wǎng)側(cè)電壓電流波形如圖11所示。前0.5 s工作于整流狀態(tài)，網(wǎng)側(cè)電壓電流基本同相位，即功率因數(shù)近似為1。0.5 s時(shí)，給定電壓突變，整流器工作于逆變狀態(tài)，網(wǎng)側(cè)電壓電流反相，即功率因數(shù)約為-1。

4 結(jié) 語(yǔ)

通過(guò)將模糊控制方法與傳統(tǒng)PI控制策略相結(jié)合，提出了一種基于電壓外環(huán)模糊自適應(yīng)控制的單相PWM整流策略。其可以在一定程度上加快單相PWM整流器的電壓響應(yīng)速度，減少負(fù)載波動(dòng)時(shí)輸出電壓的波動(dòng)。Matlab仿真驗(yàn)證了該策略具有良好的動(dòng)態(tài)特性，可以使整流器逆變時(shí)都工作于單位功率因數(shù)下，符合小型能源路由器能量的雙向傳輸要求。

本文控制策略沒(méi)有考慮網(wǎng)側(cè)輸入電流的THD要求，模糊規(guī)則的優(yōu)化方面也還有很大的提升空間。

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