基于BOOST型電路的APFC設(shè)計與實(shí)現(xiàn)

劉 磊,李 宏

(西安石油大學(xué) 電子工程學(xué)院, 西安 710065)

0 引 言

一般情況下，不間斷電源(UPS)、電子鎮(zhèn)流器及變頻調(diào)速器等裝置獲得所需直流電壓的方式通常是輸入級利用單相或者三相不可控橋式整流電路，且在直流電壓輸出端并聯(lián)容量較大的濾波電容。這種電路結(jié)構(gòu)會使得二極管在一個周期內(nèi)僅在電網(wǎng)電壓峰值處導(dǎo)通，且導(dǎo)通角很小，從而使得電網(wǎng)電流波形發(fā)生嚴(yán)重的畸變，這是線路功率因數(shù)較低的主要原因，一般只有0.65左右。這與我國相關(guān)諧波標(biāo)準(zhǔn)有很大的差距[1]。所以功率因數(shù)校正(PFC)技術(shù)已引起國內(nèi)外學(xué)者的廣泛重視。

近些年，功率因數(shù)校正技術(shù)在很多領(lǐng)域有了較大的進(jìn)步和突破，其中單相功率因數(shù)校正技術(shù)現(xiàn)已比較成熟，并廣泛應(yīng)用于鎮(zhèn)流器、開關(guān)電源中的預(yù)變頻器和直流變換器等各個方面[2]。但是，從電力電子裝置的輕、小、薄，功率密度(單位體積的功率)和整機(jī)效率等方面來衡量PFC電路，則還有很大的創(chuàng)新空間。目前，美國德州儀器，意法半導(dǎo)體，日本富士電機(jī)公司，美國APT公司及西門子等公司先后推出了多種用于有源功率因數(shù)校正技術(shù)的專用芯片，如LM5117，MSC60028，UCC1857，APT5012JN-U2，ML4833，F(xiàn)A5332P(M)等[3]，其中由ST公司生產(chǎn)的L6562PFC專用芯片內(nèi)部有低失調(diào)、高線性度的模擬乘法器，需要配置的外圍電路極其簡單等優(yōu)點(diǎn)。本文利用意法半導(dǎo)體公司的L6562芯片，研制了一種能寬電壓范圍輸入、穩(wěn)定輸出直流電壓、輸出功率為500W的APFC系統(tǒng)。

1 有源功率因數(shù)校正的工作原理

傳統(tǒng)采用相控整流和不可控整流電路中，其輸出端均含有LC濾波電路[4]，其實(shí)這類電路的本質(zhì)就是非常典型的無源功率因數(shù)校正電路(PPFC)，主要思想是利用電路中電容與電感器件對輸入的窄尖峰電流脈沖進(jìn)行抑制，從而提高功率因數(shù)。但是這種校正功率因數(shù)方法十分有限，一般僅能達(dá)到0.86左右。但與之相對應(yīng)的有源功率因數(shù)校正電路(APFC)卻可將功率因數(shù)提高至0.995甚至更高，因此APFC技術(shù)才是工程實(shí)際中真正實(shí)用的功率因數(shù)校正方法，其基本校正思想框圖如圖1所示。

圖1 APFC校正框圖

通?，F(xiàn)有方法都是采用雙回路控制APFC電路，電流環(huán)為內(nèi)環(huán)，用于實(shí)現(xiàn)DC/DC轉(zhuǎn)換器的輸入電流波形與全波整流器的電壓波形相同，外環(huán)為電壓回路，能保持輸出電壓的穩(wěn)定，通常轉(zhuǎn)換器基本都是Boost電路。由于電路中起抑制電流脈沖幅值作用是有源器件，故被稱為有源功率因數(shù)校正。欲使得網(wǎng)側(cè)輸入電流波形能在相位上完全跟蹤輸入正弦電壓波形，一般我們采用的就是實(shí)際電流與標(biāo)準(zhǔn)正弦電流的偏差作為反饋，這樣就會使得功率因數(shù)得到大幅度的提高。

2 主電路的選擇與設(shè)計

主電路如圖2所示，主要是由保護(hù)電路、抗電磁干擾電路、二極管構(gòu)成的全橋式整流電路和升壓型斬波電路組成。

圖2 主電路原理圖

2.1 主電路參數(shù)的設(shè)計

技術(shù)要求：

(1)輸入電壓：Uin=80～270(1±10%)，50Hz。

(2)輸出電壓：額定直流400V。

(3)輸出功率：額定輸出最大功率是500W。

2.1.1 泵升電感的設(shè)計

(1)計算Pin=Po max時的最大峰值線電流(A)為

(1)

(2)電感上的紋波電流(A)為

ΔLL=0.2IPK=0.2×8.84=1.8

(2)

(3)最低輸入電壓峰值時的最大占空比為

(3)

(4)泵升電感值(mH)為

(4)

計算出泵升電感值以后，就可根據(jù)其電感值與工作時流過的電流，按式(5)選定電感鐵心 ：

(5)

(6)

泵升電感氣隙值為

(7)

其中,μ0=1.257×10-6H/m。由式(7)可知，泵升電感氣隙值為2mm。

2.1.2 濾波電容的設(shè)計

(8)

所以選擇濾波電容時，應(yīng)注意該電容的等效阻抗應(yīng)小于2.5Ω。

3 控制電路的研究與設(shè)計

3.1 電流模式控制

傳統(tǒng)的功率因數(shù)控制電路應(yīng)用的是電壓模式控制，這種方法只有一個電壓控制環(huán)，結(jié)構(gòu)簡單，但是有一個顯著的缺點(diǎn)是不能有效地控制電路中的電流，這樣就會給設(shè)計電路短路保護(hù)與過載保護(hù)帶來極大困難，而且采用單獨(dú)的電壓控制環(huán)時，由于電壓環(huán)響應(yīng)較慢，致使輸出的低頻紋波很難被消除。所以本課題選用電流模式控制，其基本思想是：電流環(huán)為內(nèi)環(huán)，用于波形跟蹤，外環(huán)為電壓環(huán)，保證輸出電壓的穩(wěn)定。該控制方法可擴(kuò)大系統(tǒng)的穩(wěn)定域、增強(qiáng)系統(tǒng)的動態(tài)特性和穩(wěn)定性，同時還可在很大程度消除輸出電壓波形中頻率較低的紋波[3]。

由于峰值電流模式控制電路中電感電流往往帶有噪聲，容易引起比較器誤動作，造成工作不穩(wěn)定，這對很多精確控制電感電流平均值的電源來說是不允許的。所以本課題選用了平均電流模式控制，該方法的優(yōu)點(diǎn)是控制精度高，而且積分環(huán)節(jié)對電感電流具有濾波作用，其原理如圖3所示。

圖3 平均電流模式控制的原理

3.2 控制電路的設(shè)計

該課題控制電路的主控芯片應(yīng)用了ST公司的L6562，芯片內(nèi)部具有一特殊電路結(jié)構(gòu)的高線性度的乘法器。在寬輸入范圍內(nèi)均具有良好的THD，功耗極低，且門極驅(qū)動電流達(dá)到了700mA，經(jīng)電氣隔離后可直接驅(qū)動中小功率的MOS和IGBT。圖4為設(shè)計的具體原理圖。

圖4 控制電路原理圖

采用電阻檢測和電壓傳感器都可以使引腳3獲半個正弦波電壓波形，前者檢測幾乎無延時，輔助電路簡單，但檢測電路與主電路沒有電氣隔離。利用電壓傳感器需要配置電源，成本高，但是檢測電路與主電路是隔離的。本設(shè)計基于整機(jī)功率較小，所以利用電阻網(wǎng)絡(luò)分壓來檢測，C2、C3是為讓3引腳獲得穩(wěn)定的正弦波。R8和RP1實(shí)現(xiàn)輸出分壓采樣的功能，為引腳1提供比較電平。R9、R10、C7、C8與引腳1、2構(gòu)成了PI調(diào)節(jié)器，其中C8為皮法量級，目的是為了防止自激振蕩，屬于密勒補(bǔ)償。R10是為了限制比較器的開環(huán)增益。電阻R4是為了防止MOS管發(fā)生寄生振蕩，但此電阻會影響柵源驅(qū)動電壓的建立，所以取數(shù)十歐姆為宜。MOS管柵極絕緣二氧化硅層很薄，當(dāng)柵源電壓高于20V會將它擊穿，所以二極管VD6和穩(wěn)壓管VS1是為了穩(wěn)定柵極電壓，R6并聯(lián)在柵源之間是為了增強(qiáng)MOS管的抗干擾能力。與MOS源極相連的電阻R7是過電流保護(hù)的電阻，與芯片的引腳4相連，當(dāng)其引腳4檢測電壓達(dá)到內(nèi)部比較器閾值電壓時,芯片內(nèi)部通過觸發(fā)器來封鎖脈沖，從而保護(hù)開關(guān)管。ZCD引腳為過零檢測端，本設(shè)計中未用到此功能，所以直接接地禁止該功能。

4 實(shí)驗測試

為了驗證課題設(shè)計的正確性和可行性，本文利用了Multisim仿真軟件對主電路進(jìn)行建模并仿真。由于在仿真軟件中仿真的模型是理想模型，有些未能在仿真軟件中找到的器件應(yīng)用了軟件中相近的器件來代替，因此會導(dǎo)致仿真出來的結(jié)果與實(shí)際結(jié)果之間會有略微的差別。圖5分別是交流輸入電壓為80V與270V在交流輸入側(cè)測到的電壓與電流的波形圖，從圖中可以看出電流波形與電壓波形接近同相位。實(shí)驗結(jié)果驗證了方案的合理性、可行性以及正確性。

圖5 交流輸入端測到的電壓與電流的波形圖

5 結(jié) 論

本文利用平均電流模式控制技術(shù)，設(shè)計了一種固定開通時間的新穎APFC電路。不僅可以使得輸入電流波形與電壓波形保持同步，而且還可以使輸出端的直流電壓波形也較為平滑，實(shí)驗測得其總的功率因數(shù)約為0.96。該設(shè)計可以用于小于500W的直流開關(guān)電源以及電器設(shè)備、充電裝置(例如：蓄電池充電器)、UPS等系統(tǒng)當(dāng)中。在中小功率的場合，采用該方案能在很大程度上改善電源的功率因數(shù)。