定子模塊化分數(shù)槽集中繞組電機性能分析

王艾萌，田 義

(華北電力大學 電氣與電子工程學院，河北 保定 071003)

0 引 言

分數(shù)槽集中繞組永磁電機具有體積小、功率密度高、效率高等優(yōu)點，在電動汽車、航空航天等工程領域得到了越來越多的應用[1]。采用分數(shù)槽繞組，使得齒槽轉矩小，采用單層繞組時各相繞組間互感低，磁耦合小，這種電機具有較高的弱磁擴速性能和容錯能力[2-5]。對于分數(shù)槽集中繞組電機而言，單層繞組比雙層疊繞組具有更高的繞組因數(shù)，更高的自感以及更低的互感[6-8]。雖然單層繞組的轉矩脈動較大，但相對于增加的輸出轉矩而言，其影響可以忽略[9]。

對于大型風力發(fā)電機組，特別是大型離岸風力發(fā)電機，模塊化的定子結構與分數(shù)槽單層集中繞組結合能簡化風電機組的制造、運輸及維修。電機在制造時可分別在各個定子模塊上繞線，再裝配到一起，不僅便于自動化繞線，從而降低成本，也提高了定子槽滿率；電機在維修時，只需拆下模塊化電機故障相的定子模塊即可。模塊化定子結構使各相繞組在物理空間上相對獨立，避免了故障相對于正常相的影響，提高了電機容錯能力。此外，模塊化定子結構電機可在定子間隙內填充隔磁材料，或水冷散熱管路，以期在提高電機容錯能力的同時，帶走電機運行時機殼內難以散出的熱量，提高電機功率密度及運行效率[10]。

然而，各模塊之間定子間隙的存在，改變了電機的鐵心磁路，由此影響了電機的電磁性能。本文研究了模塊化定子結構對分數(shù)槽單層集中繞組永磁同步電機性能的影響，并與傳統(tǒng)的一體式定子結構電機進行對比分析，以期望該結構能應用到大型離岸風力發(fā)電機組中，對工程實際起到指導意義。

1 模塊化電機的結構模型

本文所討論的分數(shù)槽單層集中繞組永磁同步電機模型如圖1所示。圖1(a)為一體式定子結構電機，圖1(b)為模塊化定子結構電機。轉子統(tǒng)一采用嵌入式轉子結構，即轉子上的永磁體嵌入在鐵心表面。其中，Rin為定子內徑，2t0為繞線齒寬度，ttip為齒尖寬度，W0為定子間隙寬度。模塊化電機中，非繞線齒上有定子間隙，寬度為2t0+W0。電機的各項參數(shù)如表1所示。

采用單層集中繞組，因此槽數(shù)為偶數(shù)。相數(shù)為三相，故定子中的線圈數(shù)應為3的倍數(shù)。對于分數(shù)槽單層集中繞組電機而言，每相所包含的線圈數(shù)應為偶數(shù)，以避免不平衡磁拉力[11-12]。因此，對于每槽只包含一個線圈邊的分數(shù)槽單層集中繞組電機而言，其定子槽數(shù)最少應為12。

圖1 兩種定子結構電機的橫截面及其參數(shù)標注

定子槽數(shù)為12，繞組因數(shù)在極數(shù)為10與14時達到最大，為0.966。選取這兩種槽極配置進行建模研究，用以探究分別在多槽少極(12槽10極)與少槽多極(12槽14極)條件下，模塊化的定子結構對電機性能的影響。另外雖然12槽12極電機節(jié)距因數(shù)最大且為1，但齒槽轉矩大且磁耦合現(xiàn)象嚴重，因此不予采用。在12槽10極條件下，繞組配置如圖1(a)所示，此時，電機定子繞組的節(jié)距小于轉子極距。在12槽14極條件下，繞組配置如圖1(b)所示，此時，電機定子繞組的節(jié)距大于轉子極距。

表1 電機主要設計參數(shù)

2 模塊化對電機電磁性能的影響

2.1 繞組因數(shù)

模塊化電機定子間隙的存在并不影響各相線圈在定子中的相對位置(如圖1所示)，且各相相鄰線圈的電動勢方向相同，因此模塊化電機分布系數(shù)未改變。但是定子間隙的存在減小了模塊化電機的槽間距，使得節(jié)距因數(shù)變化，具體可由下式得出：

(1)

(2)

式中，kp為模塊化電機的節(jié)距因數(shù)；n為諧波次數(shù)；yNew為模塊化電機槽間距；為極距；y為一體式電機槽間距，如圖2定子結構示意圖所示。

圖2 模塊化定子結構示意圖(非真實比例)

根據(jù)上式得出兩種定子結構各次諧波的繞組因數(shù)如表2所示。對于12槽10極而言，在不考慮高次諧波的前提下，其本身的槽間距小于極距，而定子間隙的存在又進一步減少了槽間距，因此模塊化電機的節(jié)距因數(shù)有所減小。而對于12槽14極電機，因其槽間距大于極距，雖然定子間隙的存在會使電機的槽間距減小，但是槽間距與極距的比值增大了，從而增大節(jié)距因數(shù)。

表2 兩種電機各次諧波繞組因數(shù)對比

在實際生產(chǎn)實踐中，可以通過調整定子間隙的寬度，使電機的繞組因數(shù)接近于1，以達到提升電機轉矩密度與性能的目的。

模塊化電機的基波繞組因數(shù)隨定子間隙寬度W0變化趨勢如圖3所示。由圖3可知，對于12槽10極模塊化電機而言，其繞組因數(shù)隨定子間隙寬度的增加而減??；而對于12槽14極電機而言，隨著定子間隙寬度的增加，電機的槽間距和極距會逐漸相等，進而使得繞組因數(shù)達到最大值(最大值為1)，此后，槽間距隨著定子間隙寬度的增加(W0>4.5mm)繼續(xù)減小，并逐漸小于極距，使得繞組因數(shù)在達到最大值后呈下降趨勢。

圖3 繞組因數(shù)隨定子間隙寬度變化曲線

2.2 空載氣隙磁密

模塊化電機中定子間隙的存在改變了電機的氣隙磁導和定子鐵心中的磁路，使得氣隙磁密發(fā)生改變，其波形如圖4所示?？梢园l(fā)現(xiàn)，模塊化電機的氣隙磁密相對一體式電機有所減小。這是因為定子模塊間隙增加了有效槽開口(定子間隙+槽開口)的寬度，進而減小了定子內圓面向氣隙部分的面積。

圖4 空載氣隙磁密隨轉子位置變化曲線

圖5顯示了在兩種槽極配置下，電機氣隙磁密波形的諧波分析。從圖中可以看出，對于12槽10極電機，氣隙磁密的5次諧波幅值最大，用以產(chǎn)生電機的負載轉矩。這是因為當轉子的磁極對數(shù)為5時，在360°機械角度內，電機氣隙磁密的波形近似為周期為5的正弦曲線，除5次諧波外，25次諧波幅值最大，約為工作波的17.5%；同理，對于12槽14極電機，氣隙磁密的7次諧波為主要分量，因為磁極對數(shù)為7，除7次諧波外，21次諧波幅值最大，約為工作波的15.9%。

圖5 空載氣隙磁密諧波

2.3 空載每相磁鏈

兩種定子結構電機的空載磁場分布如圖6所示，轉子處于使A相磁鏈最大時的位置，即磁極軸線與齒中心重合之處。由圖6可知，對于12槽10極電機，定子間隙的存在使得其他相的磁力線難以進入A相，這是因為磁力線需要先通過定子間隙，而空氣的磁導率遠遜于鐵磁材料。這就直接導致了12槽10極模塊化電機的A相磁鏈相對于一體式電機而言有所減小，同時，C相磁鏈略有增加，此為散磁現(xiàn)象。相反，對于12槽14極模塊化電機而言，通過對比一體式電機的磁場分布可知，其定子間隙阻止了A相的磁力線散到其他相中，使得12槽14極模塊化電機的A相磁鏈相對于一體式電機而言有所增加，而B相磁鏈有所減小，此為聚磁現(xiàn)象。

圖6 電機空載磁力線分布

圖7 空載磁鏈

兩種定子結構電機的空載每相磁鏈波形如圖7所示。由圖可知，在不同槽極配置下，電機每相磁鏈波形的幅值會隨定子結構的不同而發(fā)生改變。

這是因為，每相磁鏈波形的幅值主要受繞組因數(shù)、空載氣隙磁密和聚磁/散磁現(xiàn)象3種因素影響。對于12槽10極電機，定子間隙使電機繞組因數(shù)減小、空載氣隙磁密減小并產(chǎn)生散磁現(xiàn)象，所以模塊化電機的每相磁鏈幅值有所減小。在實際工程應用中，若繼續(xù)擴大12槽10極電機的定子間隙寬度，電機的空載每相磁鏈幅值的下降幅度只會愈加明顯。然而，對于12槽14極電機而言，定子間隙的存在雖然使得電機的空載氣隙磁密幅值有所下降，但在更高的繞組因數(shù)和聚磁現(xiàn)象的共同作用下，模塊化電機的空載每相磁鏈幅值相較于一體式電機反而有所提升。

2.4 空載反電動勢

電機的空載每相反電動勢的幅值與空載每相磁鏈呈正比關系，定子間隙的存在同樣會影響電機的空載反電動勢。圖8顯示了在額定轉速下，不同槽極配置(12槽10極與12槽14極)的兩種定子結構電機空載相反電動勢的波形?？梢钥闯觯c圖7中所表現(xiàn)出的定子間隙對兩種電機每相磁鏈波形的影響相類似。

圖8 空載反電動勢

3 模塊化對電機轉矩特性的影響

3.1 輸出轉矩

在額定轉速條件下，兩種定子結構電機在各相繞組內通入額定正弦電流且處于最佳電流控制角度時的輸出轉矩波形如圖9所示。由圖9(a)可以看出，在不考慮定子齒部磁飽和與弱磁的條件下，對于12槽10極電機而言，模塊化電機的輸出轉矩有所減小。12槽14極電機，則與之相反。這是因為對定子的模塊化改造會直接影響電機的繞組因數(shù)、空載氣隙磁密、空載每相磁鏈等，進而分別影響兩種槽極配置電機的輸出轉矩。

圖9 負載轉矩

3.2 磁阻轉矩

兩種定子結構電機在負載狀態(tài)下的磁阻轉矩波形如圖10所示，由圖可知，使磁阻轉矩達到最大值時的電流控制角與負載轉矩的電流控制角不相同，且磁阻轉矩的電流控制角大于負載轉矩。并且對于12槽10極電機而言，與一體式電機相比，模塊化電機的磁阻轉矩較低，而對于12槽14極電機而言，對定子的模塊化改造反而會提高電機的磁阻轉矩，使其具有更優(yōu)異的弱磁運行能力。

圖10 負載轉矩與磁阻轉矩隨電流控制角變化曲線

3.3 齒槽轉矩

在兩種槽極配置下，不同定子結構電機的齒槽轉矩波形如圖11所示。從中可以看出，兩種定子結構下，12槽10極電機的齒槽轉矩普遍大于12槽14極電機，這是因為相比于12槽10極，12槽14極電機槽極數(shù)的最小公倍數(shù)更大。一般而言，在其他條件相同時，分數(shù)槽電機槽極數(shù)的最小公倍數(shù)越大，電機的齒槽轉矩越小[13]。

由圖11可以發(fā)現(xiàn)，不同槽極配置下，模塊化電機齒槽轉矩的最大值均高于一體式電機。因此模塊化電機的轉矩脈動要高于一體式電機，因為在電機每相反電動勢波形接近正弦波時，其轉矩脈動主要來自于齒槽轉矩。

兩種定子結構齒槽轉矩的諧波分析如圖12所示。從中可以看出，不同槽極配置下，兩種定子結構均含有12次諧波分量，且幅值相近，這是因為兩者定子槽數(shù)均為12，且槽開口寬度保持不變(2mm)，故在360°電角度內，電機齒槽轉矩的波形具有12個周期。

圖11 齒槽轉矩

圖12 齒槽轉矩諧波

由圖12也可以看出，模塊化電機不同槽極配置下，齒槽轉矩波形在具有12次諧波分量的同時，也具有6次諧波分量。這是因為模塊化電機在定子內圓中除具有12個槽開口之外，同時具有6個定子間隙，這就使得電機的齒槽轉矩引入了6次諧波分量，而6次諧波分量的幅值會隨電機定子間隙寬度的增加而有所提高。因此模塊化電機齒槽轉矩大于一體式電機。同時，由于其6次諧波分量的幅值已然大于12次諧波分量，使模塊化電機齒槽轉矩的波形發(fā)生畸變，在360°電角度內的周期數(shù)變?yōu)樵瓉淼囊话?，如圖13所示。

圖13 定子磁滯損耗

4 模塊化對電機損耗特性的影響

4.1 空載鐵耗

額定轉速下，不同槽極配置電機在空載時的定子鐵心磁滯損耗波形如圖13所示。由圖可知，在空載條件下，模塊化電機定子鐵心的磁滯損耗均有所提高。這是因為定子間隙使得非繞線齒(也叫輔助齒)齒部磁通密度增加，如圖14所示。過高的齒磁通密度則會在定子鐵心處引起較高的磁滯損耗，故模塊化電機定子鐵心處的空載磁滯損耗高于一體式電機。

圖14 輔助齒磁通密度

額定轉速下，不同槽極配置電機在空載時的永磁體渦流損耗波形如圖15所示。由圖可知，空載條件下，模塊化電機永磁體的渦流損耗有所提高。這是因為定子間隙使得空載氣隙磁密波形發(fā)生畸變，各次諧波幅值有所增加，增加的這部分諧波則會作用于永磁體上，從而引起額外的永磁體渦流損耗。因此，模塊化電機永磁體處的空載渦流損耗高于一體式電機。

4.2 負載鐵耗

額定轉速下，不同槽極配置電機在各相繞組內通入額定正弦交流電時的定子鐵心磁滯損耗與永磁體渦流損耗波形如圖13、圖15所示?？梢钥闯?，負載情況下，定子間隙對電機鐵耗特性的影響與空載時一致，幅值與空載時相比略有增加。這是因為在額定狀態(tài)運行時，其主磁場由永磁體提供，負載電流所激發(fā)的電樞磁場相對于主磁場較小，如圖16所示。

圖15 永磁體渦流損耗

圖16 電樞磁場氣隙磁密

表3 各電機運行效率對比

4.3 銅耗與效率

在額定狀態(tài)下運行時，電機的繞組銅耗可由下式得出[14]：

(3)

式中，NS為定子槽數(shù)；NC為每槽中的導體數(shù)；ρ為銅導線的電阻率，Ω·m；Lef為電機軸向長度，m；S為每槽的橫截面積，m2；kb為電機的槽滿率；IRMS為每相繞組額定電流的有效值，A。

槽極配置的不同并不會影響電機在額定運行狀態(tài)時的銅耗，而定子間隙擠壓了定子槽的大小，使得模塊化電機的每槽橫截面積S與一體式電機相比有所減小，進而影響電機額定運行時的繞組銅耗。

在額定狀態(tài)下，相比于一體式電機，模塊化電機在額定運行時的繞組銅耗有所增加，且隨著定子間隙寬度的增加而繼續(xù)增大。式(3)只考慮了電機繞組內的直流銅耗，定子齒尖的存在會使得電樞齒齒部漏磁增加，并由此在電機繞組內引發(fā)額外的交流銅耗[15]。而定子齒尖引發(fā)的交流銅耗相對較小，所以在此處忽略不計。

額定狀態(tài)下，計算各電機的運行效率，其結果如表3所示。由表3可知，額定狀態(tài)下，對于多槽少極(12槽10極)電機而言，模塊化電機的運行效率有所降低。這是因為定子間隙會在電機運行時引起更大的鐵耗與銅耗。而對于少槽多極(12槽14極)電機而言，模塊化電機的運行效率反而略有增加。雖然模塊化電機運行時具有更大的鐵耗和銅耗，但因其定子間隙的存在所帶來的輸出轉矩的提升則抵消了運行損耗對電機效率的影響，使得12槽14極模塊化電機在額定狀態(tài)下?lián)碛懈叩倪\行效率。

5 結 論

本文通過在分數(shù)槽集中繞組電機的非繞線齒中插入定子間隙的方式完成了對傳統(tǒng)一體式定子結構電機的模塊化改造，并在多槽少極(12槽10極)與少槽多極(12槽14極)情況下，對兩種定子結構電機的電磁性能、轉矩特性、損耗和運行效率進行了探究，得出如下結論：

(1)不同槽極配置下，模塊化電機的氣隙磁密有所減小，而齒槽轉矩、轉矩脈動、定子磁滯損耗、永磁體渦流損耗和繞組銅耗則有所增加。

(2)對于12槽10極電機而言，對電機定子的模塊化改造會使其擁有散磁效應和較低的繞組因數(shù)，因此模塊化電機的空載每相磁鏈、空載反電動勢、輸出轉矩、磁阻轉矩及運行效率有所降低；而12槽14極電機與之相反。因此，相對于多槽少極電機，少槽多極電機更加適合進行模塊化改造。

本文結論同樣適用于內置式轉子電機，以及其他槽極配置的分數(shù)槽集中繞組電機。同時，模塊化電機也面臨著定子剛度下降和如何有效固定各定子模塊的問題，可以在定子模塊內外表面加入可拆卸的固定用貼片。要根據(jù)不同的外界條件，綜合考慮模塊化電機的應用場合。