24 V 鋰電池充電器系統(tǒng)設(shè)計

王玕，王智東，張紫凡，陳志峰

（1.華南理工大學(xué)廣州學(xué)院 電氣工程學(xué)院，廣州 510800； 2.華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣州 510640）

引言

24 V 電壓等級鋰電池適用于內(nèi)燃叉車照明及電力巡檢機器人等工業(yè)設(shè)備。鋰電池作為提供電能的電源是工業(yè)設(shè)備安全工作的重要保障，其充電性能將直接影響設(shè)備運行的穩(wěn)定性。目前市場上低成本的鋰電池充電器與鋰電池充電芯片種類繁多、比比皆是。但常用的24 V 鋰電池普遍缺乏高效的充電器系統(tǒng)，存在著充電性能差、充電效率低等問題。為改善鋰電池組過充、欠充、充電時間長等問題，學(xué)者們進行了廣泛研究。文獻[1]設(shè)計了一款基于單片機與MAX1898 充電芯片的智能充電器，能夠進行多種充電方案轉(zhuǎn)換。文獻[2]利用PLC 操作便捷的優(yōu)勢，靠鋰電池組內(nèi)單體電池的差異性，擴展了充電器的使用范圍。文獻[3]開發(fā)了一種基于STM32 單片機的鋰電池組平衡充電器設(shè)計。文獻[4]針對電池充電系統(tǒng)，提出了一種改進型防反接與防倒灌保護電路。文獻[5]基于先恒流再恒壓的Boost 拓撲電路，實現(xiàn)了快速高效充電。

基于上述研究，本文從市場及客戶需求出發(fā)，設(shè)計了一款24 V 數(shù)字式鋰電池充電器系統(tǒng)。系統(tǒng)以STM32F03 為控制核心，配有采樣調(diào)理電路模塊、保護電路模塊、負載電路模塊等。同時利用電壓滯回區(qū)間作為判據(jù)，實現(xiàn)恒流充電模式與恒壓充電模式的切換，通過將逐次積分控制與PI 控制結(jié)合改善充電性能，使充電電流更平滑。最后分析系統(tǒng)損耗產(chǎn)生原因，為進一步提高系統(tǒng)效率奠定基礎(chǔ)。

1 鋰電池充電器系統(tǒng)優(yōu)化設(shè)計

考慮部分負載用鋰電池的工作特點，即作業(yè)時，由鋰電池對負載進行供電。非作業(yè)時間，外部電源為鋰電池和負載提供能源。能量流向圖如圖1 所示。其中設(shè)定外部供電電源的電壓范圍在25～60 V 之間，鋰電池的電壓等級是24 V，采用降壓電路進行能量傳送。

圖1 能量流向框圖

降壓電路拓撲主要有Buck 電路、同步Buck 電路、Buck-Boost 電路、反激電路、半橋電路、全橋電路等。由于Buck-Boost 電路有輸出負壓且作降壓使用時占空比調(diào)節(jié)精度低等問題；反激電路存在高頻干擾難以避免和分時儲能電感占體較大的隱患；而半橋電路或全橋電路均存在結(jié)構(gòu)復(fù)雜與成本高昂的約束[6]。因此文中選擇同步Buck 電路作為主電路拓撲，鋰電池充電器系統(tǒng)架構(gòu)框圖如圖2 所示。

圖2 鋰電池充電器系統(tǒng)架構(gòu)圖

系統(tǒng)包含控制中心、驅(qū)動電路、主電路、輔助電源電路、采樣調(diào)理電路、負載電路與指示燈電路?？刂浦行呢撠熃y(tǒng)籌規(guī)劃系統(tǒng)的運行，包括收集輸出電壓、電流等數(shù)據(jù)，判定鋰電池的狀態(tài)進而執(zhí)行相應(yīng)的恒流充電、恒壓充電、開通負載回路與執(zhí)行保護等功能?？紤]到電源電壓的波動與鋰電池的充電特性，鋰電池充電系統(tǒng)設(shè)計滿足如下功能：

1）雙電源供電，當鋰電池與外部電源同時存在時，控制中心只能由外部電源供電；

2）外部電源有防反接功能；

3）控制中心能夠控制鋰電池的充電模式，先恒流充電再恒壓充電，達到平穩(wěn)充電狀態(tài)；

4）控制中心能夠控制負載電路的開通與關(guān)斷；

5）恒流恒壓充電時，電流電壓紋波均小于5 %，效率達到90 %以上。

2 硬件設(shè)計

2.1 主電路拓撲

主電路拓撲如圖3 所示，由于同步Buck 電路中開關(guān)管門極驅(qū)動電壓較大，控制中心的輸出電壓無法直接驅(qū)動開關(guān)管。文中采用由半橋驅(qū)動芯片IR2104 驅(qū)動開關(guān)管的導(dǎo)通[7]。其中驅(qū)動電路的設(shè)計參考國際TI 公司產(chǎn)品手冊。同時考慮到同步Buck 電路電感電流連續(xù)，當與輸出電容發(fā)生震蕩時會產(chǎn)生反向電流，因此在輸出電容前端串聯(lián)二極管，限制電流回流。

2.2 STM32F03 模塊

STM32F03 性能穩(wěn)定、內(nèi)設(shè)資源豐富涵蓋多路ADC、DMA 等通道，相比STC 或多數(shù)國產(chǎn)芯片具有性價比高，能夠同時處理多個復(fù)雜算法等特征，因此文中選用STM32F030F4（如圖4 所示）作為控制中心芯片。

2.3 輔助電源模塊

由于控制中心的供電電壓一般為5 V 或3.3 V，因此需要輔助電源設(shè)備為控制中心提供電能。輔助電源模塊采用雙電源供電模式，如圖5 所示，電源入口通過防反接設(shè)計進行保護，開關(guān)電源芯片采用性能穩(wěn)定的XL7015，為控制中心提供了穩(wěn)定的工作電壓。

2.4 采樣調(diào)理電路模塊

信號的準確提取是控制策略執(zhí)行的重要保證。電流采樣反饋電路如圖6 所示，電壓、電流數(shù)據(jù)由采樣調(diào)理電路采集，經(jīng)過控制中心ADC 模數(shù)轉(zhuǎn)換后傳送到相應(yīng)的存儲地址。由于電壓測量值較大，電壓采樣電路可直接采用精密電阻分壓形式。相較于電壓，為了測量鋰電池充電電流，在鋰電池的負極端通過0.05 Ω 電阻連接主電路接地端，將電流信號轉(zhuǎn)化為電阻兩端的電壓信號。接著通過運算放大器對信號進行放大。放大系數(shù)滿足如下公式[8]：

圖3 主電路拓撲

式中IL為負載電流，ADC3 為經(jīng)過一級運放的負載電流放大信號，R11阻值取2 kΩ，R14阻值取為100 Ω。

2.5 負載電路模塊

負載電路如圖7 所示，負載電路設(shè)計為電子開關(guān)模式，由控制中心控制其開通與關(guān)斷?？紤]到當負載短路時，鋰電池也處于短路狀態(tài)，其瞬間電流將高達20～30 A。因此電子開關(guān)設(shè)置為具有較高工作電流的場效應(yīng)管，可以保障電池短路不被燒壞。同時在支路上增加了限流電阻和保險絲。電阻可以降低電池短路的電路電流，保險絲可以有效防止負載持續(xù)過流。大電流容量的開關(guān)管可以保護電池短路時不被燒壞。圖7 中電阻R48 的存在一定程度上隔離了單片機與負載電路，起到隔離保護的作用。

3 軟件控制實現(xiàn)

基于STM32F03 控制芯片，對鋰電池系統(tǒng)工作模式進行控制?？刂屏鞒倘鐖D8 所示。

圖4 主控芯片

圖5 雙電源供電電路

圖6 電流采樣反饋電路

首先對單片機GPIO 口，DMA 與ADC 采樣進行初始化；接著開啟中斷并等待中斷發(fā)生，采樣讀取鋰電池系統(tǒng)的電壓與電流數(shù)據(jù)，根據(jù)數(shù)據(jù)為控制狀態(tài)寄存器賦值；最后通過對狀態(tài)寄存器數(shù)值的判斷，設(shè)置相應(yīng)的恒壓恒流充電模式，供電輸出模式與保護模式。整個控制過程依靠控制芯片完成，電路可實現(xiàn)的功能包括：電池的恒流恒壓充電，負載電路的控制，負載過流的判斷，以及為提高人機交互性的指示燈電路的顯示。文中對控制算法、控制框架與恒壓恒流充電模式切換部分開展深入研究。

3.1 逐波控制框架

程序采用了逐波控制框架，即PWM 波的頻率與其更新頻率一致，實現(xiàn)了一個周期，一次控制。逐波控制在程序上利用中斷實現(xiàn)，中斷中最重要一點是保證中斷執(zhí)行程序沒有溢出。為了加快程序的執(zhí)行進程，同時保證中斷執(zhí)行程序不溢出，文中采用Q 格式，即將一個小數(shù)放大若干倍后，用整數(shù)來表示小數(shù)。

使用Q 格式可以使得小數(shù)變?yōu)檎麛?shù)，避免了浮點數(shù)的運算。同時，將Q 格式表示的浮點數(shù)轉(zhuǎn)換成整數(shù)時，也不需要進行除法計算，只需要移位操作即可。因此，Q 格式使得程序執(zhí)行時間大大縮短，控制頻率可以大大增加。實驗測得，使用浮點數(shù)時，中斷程序耗時為16 us，而Q 格式耗時6 us。顯著提高了程序的控制頻率。

3.2 PI 控制結(jié)合逐次積分控制

逐次積分控制算法是一種非線性控制策略。在實際電路中，占空比是逐次積分的目標值，通過控制占空比來實現(xiàn)電壓和電流的控制。其程序如圖9 所示。算法基于對誤差值的判斷，實現(xiàn)目標值的收斂。

電路中電壓和電流的大小可以通過調(diào)節(jié)占空比進行控制。將占空比作為逐次積分的目標值具有控制方法易于實現(xiàn)，超調(diào)量小等優(yōu)點。但是由于步長確定，使用逐次積分控制算法時無法對占空比做出快速的調(diào)整，不能快速跟隨誤差。針對這一問題，參考文獻[9]，對比非線性的逐次積分控制算法，PI 控制屬于線性控制算法。P控制可以快速跟隨誤差，I 控制可以消除穩(wěn)態(tài)誤差，通過PI 控制可以快速跟隨誤差的變化，改善控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差。文中涉及PI 控制的核心代碼如圖10 所示。

系統(tǒng)空載時，由于需要對占空比進行快速的調(diào)整，控制策略采取先PI 控制后逐次積分控制。系統(tǒng)帶電池負載啟動后，由于電池的內(nèi)阻較小，對電流的阻尼作用較小，使得充電電流易出現(xiàn)較大的過沖?？刂撇呗圆扇∠戎鸫畏e分控制，保證輸出電流將無過沖，在充電電流達到給定值附近時再切換到PI 控制。PI 控制與逐次積分控制的有效結(jié)合使系統(tǒng)的動態(tài)性能得到顯著提升。

3.3 電流環(huán)與電壓環(huán)切換控制

圖7 含電子開關(guān)的負載電路

圖8 系統(tǒng)軟件控制流程

圖9 逐次積分控制算法

在電流環(huán)與電壓環(huán)切換時（即恒流充電模式與恒壓充電模式切換時），會出現(xiàn)電壓電流環(huán)頻繁切換，未加入滯回區(qū)間的輸出電流電壓的波形如圖11 所示。電流波形峰峰值在1.01 A 范圍內(nèi)抖動?？紤]由電流環(huán)進入電壓環(huán)時，判斷的依據(jù)是電池電壓超過參考值，進入電壓環(huán)以后，控制系統(tǒng)以參考電壓值做恒壓運行。但是通常電池有內(nèi)阻效應(yīng)，在臨界點上，電壓微小的抖動都會引起電流不穩(wěn)。因此有必要將切換電壓由電壓滯回區(qū)間代替。加入電壓滯回區(qū)間后的電流電壓波形如圖12 所示。從圖中可以看出，加入電壓滯回區(qū)間后顯著改善了輸出電流波形的平穩(wěn)度。

4 損耗測試

對于任何產(chǎn)品，效率和損耗的分析都是必要的。通過對上述電路進行分析，系統(tǒng)損耗主要包括空載損耗、二極管損耗、開關(guān)管損耗、電阻損耗、電感損耗等。

空載損耗包括電源芯片、單片機、運放、和輸出電容并聯(lián)的電阻，指示燈及相關(guān)器件的損耗。這部分損耗理論上應(yīng)為不變損耗，不會隨著輸入側(cè)電源電壓的提高而增大。

為防止外部電源反接，主電路中加入二極管，由此帶來了二極管損耗。二極管導(dǎo)通壓降約為0.65 V，輸入側(cè)由于輸入電容的存在，流過二極管的電流并不是連續(xù)的，因此采用輸入平均電流來計算二極管損耗。

在不同的輸入電壓下，輸入電流平均值也會不同，從而輸入側(cè)二極管消耗的電能屬于可變損耗。

開關(guān)管損耗大致可分為導(dǎo)通和關(guān)斷時的開斷損耗，以及導(dǎo)通期間的通態(tài)損耗。單只開關(guān)管開通關(guān)斷損耗可表示為：兩只開關(guān)管的通態(tài)損耗總和為：兩只開關(guān)管的總損耗為：

在不同的輸入電壓下，開關(guān)管的損耗也會不同，從而開關(guān)管的損耗屬于可變損耗。因此，在開關(guān)管的選擇上，應(yīng)仔細查閱開關(guān)管數(shù)據(jù)手冊選擇開關(guān)管以降低損耗。

電阻損耗與電感損耗均為可變損耗。其中電阻損耗與外部電源電壓呈正比。電感損耗主要分為銅損與鐵損。銅損是由于電感自身帶有一定的內(nèi)阻，當流過電流時，發(fā)生熱損。鐵損主要是磁滯損耗，隨著開關(guān)管的開斷，電感電流會有紋波波動，此時，電感磁芯磁通會產(chǎn)生變化，從而產(chǎn)生磁滯損耗。該部分損耗有待進一步完善。

圖10 PI 控制算法

圖11 未加入滯回的輸出電流電壓波形

圖12 加入滯回的輸出電流電壓波形

基于上述對損耗來源的分析，測試中優(yōu)化二極管、開關(guān)管、電阻、電感等器件的選型。經(jīng)多次測試，當外部輸入電源電壓為40 V 時，充電效率達到90.8 %。

5 結(jié)語

本文設(shè)計了基于STM32F03 單片機的24 V 數(shù)字式鋰電池充電器系統(tǒng)。重點研究了同步Buck 主電路、采樣調(diào)理電路、負載電路功能模塊的具體組成以及逐波控制、PI 控制的處理流程。控制算法由逐次積分控制更新為逐次積分與PI 控制相結(jié)合的算法，吸收了逐次積分啟動不會超調(diào)與PI 控制調(diào)節(jié)快速的優(yōu)點。同時在恒流充電模式與恒壓充電模式切換過程中，切換電壓由滯回電壓區(qū)間代替，顯著改善了輸出電流波形的平穩(wěn)度，優(yōu)化了系統(tǒng)動態(tài)性能。最后通過對損耗的進一步分析，為后續(xù)優(yōu)化完善打下堅實的基礎(chǔ)。