電流傳感器的自動(dòng)調(diào)零電路設(shè)計(jì)

周嫻姊 高陽(yáng) 劉建軍 王海寶 郭彥

（1.北京智芯半導(dǎo)體科技有限公司 北京市 102202 2.北京智芯微電子科技有限公司 北京市 100192)

1 引言

隨著半導(dǎo)體技術(shù)的發(fā)展，固態(tài)磁敏元件越來(lái)越多地被應(yīng)用于電流傳感器中，而其中比較成熟的是霍爾器件。線圈型電流傳感器主要基于電磁感應(yīng)定律，分為傳統(tǒng)的鐵芯電流傳感器[1]和無(wú)鐵芯的Rogowski 線圈型電流傳感器[2]。由于線圈的存在，電流傳感器只能測(cè)量交流信號(hào)，且存在相位的偏差。相比于線圈型的電流傳感器，霍爾元件直接測(cè)量磁場(chǎng)，能夠獲取電流所攜帶的所有信息，且由于其響應(yīng)頻率在千兆赫茲以上，相位角差也較小[3]。因此，霍爾元件在電流傳感器中的應(yīng)用也越來(lái)越廣泛[4]。

然而在霍爾電流傳感器中，存在零位漂移，即當(dāng)被測(cè)電流為零時(shí)，電流傳感器的輸出電壓偏離理想值，造成測(cè)量誤差，如參考文獻(xiàn)[5]的測(cè)試數(shù)據(jù)所示。且在文獻(xiàn)[6]提出，當(dāng)電流傳感器離開(kāi)生產(chǎn)線，應(yīng)用到實(shí)際環(huán)境中時(shí)，其零位漂移會(huì)發(fā)生變化。在電流傳感器中，引起零位漂移的器件，主要包含信號(hào)調(diào)理電路和磁敏元件。

信號(hào)調(diào)理電路的零位漂移補(bǔ)償相對(duì)容易。通常，磁敏元件的輸出信號(hào)的范圍從幾十μV 到幾十mV，故一般需要信號(hào)調(diào)理電路進(jìn)行處理。信號(hào)調(diào)理電路零點(diǎn)誤差補(bǔ)償，一般采用自動(dòng)穩(wěn)零[7]或者是斬波等技術(shù)進(jìn)行處理[8][9]，將運(yùn)放的輸入失調(diào)降低到幾μV。

電流傳感器中的磁敏元件包括霍爾、AMR 元件、GMR 元件、TMR 元件[10～12]，由于這些器件均為半導(dǎo)體器件或者M(jìn)EMS 器件，工藝上難免造成其零位漂移，致使在沒(méi)有外加磁場(chǎng)時(shí)，元件的輸出不為零[13,14]。對(duì)于磁敏元件的零位漂移，傳統(tǒng)的方法是采用外接調(diào)零電阻的方式，使磁敏元件的電橋匹配，消除零位漂移[15][16]。事實(shí)上，除了磁敏元件，其他類型的傳感器也多采用這種外加電阻的補(bǔ)償方法[17]，但這種方式缺點(diǎn)在于：一方面，調(diào)整速度較慢，需要對(duì)每一個(gè)器件進(jìn)行調(diào)整，且需要如文獻(xiàn)中描述的復(fù)雜的計(jì)算。另一方面，環(huán)境適應(yīng)性差，需要增加數(shù)字電位計(jì)等器件，文獻(xiàn)[18]利用單片機(jī)控制數(shù)字電位器實(shí)現(xiàn)零位漂移的自動(dòng)調(diào)節(jié)。文獻(xiàn)[19]描述了一種用反饋電流進(jìn)行零位校準(zhǔn)的方法，效果較好，但是僅適用于閉環(huán)電流傳感器，不具有通用性。文獻(xiàn)[20]提出了一種模擬式零位漂移的補(bǔ)償電路，采用RC 充放電的原理，構(gòu)建了保持電路，保持電路保存零位漂移的信息，在測(cè)試時(shí)，將測(cè)得電壓減去零位漂移的電壓，即得到真實(shí)的數(shù)值，提高了精度，但是保持電路的保持時(shí)間也是有限的，需要定時(shí)重置，增加了系統(tǒng)運(yùn)行的復(fù)雜度。文獻(xiàn)[21]利用STM32 單片機(jī)設(shè)計(jì)了一種自動(dòng)調(diào)零電路，利用MCU 強(qiáng)大的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)、運(yùn)算能力，可以實(shí)現(xiàn)自動(dòng)調(diào)零。

圖1：電流傳感器內(nèi)部電路圖

圖2：比較器電路圖

圖3：時(shí)鐘控制模塊原理框圖

本文設(shè)計(jì)了一種自動(dòng)調(diào)零電路，利用一次性燒錄單元，避免了MCU 的使用，實(shí)現(xiàn)了低成本的零位漂移調(diào)零電路。利用該電路，可在不需要人工干預(yù)以及增加外圍器件的情況下，自動(dòng)調(diào)節(jié)輸出的零位漂移。

圖4：自動(dòng)調(diào)零啟動(dòng)模塊電路圖

圖5：500KHz 方波時(shí)電容電壓波形

圖6：100KHz 方波時(shí)電容電壓波形

圖7：OTP 模塊工作流程

2 自動(dòng)調(diào)零原理

電流傳感器主要包括磁敏元件、運(yùn)放和自動(dòng)調(diào)零電路，如圖1 所示。其中VOS為磁敏元件的輸入失調(diào)電壓，若DAC 的輸出為VREF，則經(jīng)過(guò)放大之后，VOUT的值如下式表示。而理想情況下，此時(shí)輸出電壓應(yīng)為VREF。

本文設(shè)計(jì)了自動(dòng)調(diào)零電路，在調(diào)零模式中，自動(dòng)調(diào)零電路會(huì)與運(yùn)放構(gòu)成負(fù)反饋，改變DAC 的輸出電壓，最終使在被測(cè)電流為零時(shí)，VOUT電壓等于VREF。

自動(dòng)調(diào)零電路工作流程為：當(dāng)邏輯控制模塊檢測(cè)到需要自動(dòng)調(diào)零時(shí)，比較VOUT和VREF的大小，若VOUT大于VREF，則輸出下行信號(hào)。此時(shí)內(nèi)部計(jì)數(shù)器下行一個(gè)計(jì)數(shù)，計(jì)為214-1（計(jì)數(shù)器初值為14位DAC 的中間值：213，DAC 輸出值為：以213為地址對(duì)應(yīng)的值），并將計(jì)數(shù)值送入DAC，調(diào)零電路輸出降低1 個(gè)LSB 對(duì)應(yīng)的電壓值，通過(guò)主環(huán)路，使VOUT減小。若此時(shí)VOUT仍然大于VREF，則計(jì)數(shù)器繼續(xù)下行計(jì)數(shù)，使VOUT進(jìn)一步減小，直至VOUT小于VREF，停止自動(dòng)調(diào)零，并將計(jì)數(shù)結(jié)果存入OTP（一次性燒錄單元）中。此后，系統(tǒng)以O(shè)TP 中的值作為調(diào)零電路的電壓輸出，且不能再次進(jìn)行調(diào)零。若初始時(shí)VOUT小于VREF，則通過(guò)計(jì)數(shù)器上行，來(lái)進(jìn)行自動(dòng)調(diào)零，流程與VOUT大于VREF時(shí)的情形一樣。

在實(shí)際應(yīng)用時(shí)，自動(dòng)調(diào)零是在電流傳感器安裝完畢后、初次測(cè)量之前完成的，只需給電流傳感器調(diào)零啟動(dòng)命令（下文將介紹如何設(shè)置調(diào)零啟動(dòng)命令），其會(huì)自動(dòng)完成零位漂移的調(diào)節(jié)，不需要其他人工干預(yù)。由于一般電流傳感器裝配完畢之后，不需要反復(fù)調(diào)零，因此使用了一次性燒錄單元，避免了MCU的使用，能有效降低成本。

3 自動(dòng)調(diào)零電路設(shè)計(jì)

3.1 比較器設(shè)計(jì)

如前文所述，自動(dòng)調(diào)零的過(guò)程中上行和下行是基于VOUT和VREF的大小，而比較器在電路中用于實(shí)現(xiàn)判斷功能。若其精度較低，將會(huì)誤判VOUT和VREF的大小關(guān)系，導(dǎo)致自動(dòng)調(diào)零過(guò)程緩慢甚至調(diào)零失效。

為了實(shí)現(xiàn)高精度，本文采用一種正反饋結(jié)構(gòu)來(lái)提高增益，提高其分辨率，電路原理圖如圖2 所示。

其中MP1 和MP2 是完全相同的P 型MOS 管，它們的柵極所連接的分別是待比較的兩個(gè)信號(hào)。MN1、MN2 與MN3、MN4 是對(duì)稱結(jié)構(gòu)N 型MOS 管，MN2、MN3 的寬長(zhǎng)比小于MN1、MN4，以保證正反饋系數(shù)小于1。圖中的電流包括了直流和交流分量。本電路的思路是：利用MN2、MN3 的正反饋?zhàn)饔脕?lái)提高跨導(dǎo)，進(jìn)而提高比較器的精度，?。?/p>

其中W 和L 分別為MOS 器件溝道的寬度和長(zhǎng)度，根據(jù)電路的結(jié)構(gòu)可得：

I5、I6為固定的偏置電流，且I5等于I6，取I3和I4之差作為輸出電流Io，則：

MN1、MN2、MN3、MN4 組成差分對(duì)管MP1、MP2 的有源負(fù)載。當(dāng)比較器位于比較閾值附近時(shí)，Vp、Vn 差值很小，比較器工作在線性放大區(qū)，若不加放大，則容易出現(xiàn)大小比較錯(cuò)誤。在本電路中有：

Gm,mp1分別是MP1 和MP2 的跨導(dǎo)，則整體結(jié)構(gòu)跨導(dǎo)Gm為：

與傳統(tǒng)的比較器相比，該結(jié)構(gòu)利用MN2、MN3 正反饋?zhàn)饔檬馆敵隹鐚?dǎo)提高1/(1-p)倍，開(kāi)環(huán)增益也相應(yīng)提高。

3.2 邏輯控制模塊設(shè)計(jì)

邏輯控制模塊根據(jù)比較器的輸出，進(jìn)行邏輯判斷、數(shù)據(jù)上行/下行控制、燒錄控制等操作，下面詳細(xì)介紹各功能模塊的設(shè)計(jì)方法和工作原理。

3.2.1 時(shí)鐘模塊時(shí)鐘模塊采用傳統(tǒng)的RC 充放電和多級(jí)D 觸發(fā)器來(lái)實(shí)現(xiàn)，產(chǎn)生系統(tǒng)使用的時(shí)鐘信號(hào)，框圖如圖3 所示。

3.2.2 自動(dòng)調(diào)零啟動(dòng)模塊

如文獻(xiàn)[17]所述，手動(dòng)調(diào)零只需要在傳感器外接調(diào)零電阻就可以實(shí)現(xiàn)，不需要增加引腳；文獻(xiàn)[13]通過(guò)外接單片機(jī)實(shí)現(xiàn)調(diào)零，但是需要增加引腳作為單片機(jī)與芯片之間的接口。本文采用內(nèi)部電路實(shí)現(xiàn)自動(dòng)調(diào)零，需要一個(gè)自動(dòng)調(diào)零的啟動(dòng)信號(hào)。傳統(tǒng)的電路引用一個(gè)專門的引腳實(shí)現(xiàn)。但是，電流傳感器封裝好以后引腳數(shù)是有限制的，一般只有被檢測(cè)電流輸入、輸出和電壓輸出引腳。為了減少傳感器的引腳，我們?cè)O(shè)計(jì)了一個(gè)自動(dòng)調(diào)零的啟動(dòng)模塊，將VOUT作為自動(dòng)調(diào)零啟動(dòng)模塊和傳感器輸出的復(fù)用管腳，當(dāng)VOUT端檢測(cè)到特定頻率的方波信號(hào)時(shí)，系統(tǒng)自動(dòng)調(diào)零模塊開(kāi)始工作，啟動(dòng)模塊原理如圖4 所示。

圖4 中電路設(shè)計(jì)為以頻率作為觸發(fā)條件。因?yàn)閂OUT是復(fù)用的輸出引腳，從電路的特性以及工藝的通用性來(lái)考慮，不能以電平作為觸發(fā)條件。而電路又工作在一定頻率，必須將觸發(fā)頻率提高到工作頻率以上，以避免誤觸發(fā)。所以當(dāng)VOUT端輸入低頻信號(hào)時(shí)，通過(guò)設(shè)置反相器的寬長(zhǎng)比和電容C2、C3的值，使得給C1的凈充電電流小于其放電電流I-bias。C1上的電壓值不會(huì)超過(guò)施密特觸發(fā)器的翻轉(zhuǎn)閾值；當(dāng)輸入頻率高于一定值以后，由于C1上的充電電流大于放電電流，其電壓將逐漸提高至接近VCC，最終在D 觸發(fā)器輸出端形成下降沿信號(hào)。當(dāng)系統(tǒng)檢測(cè)到該下降沿，則啟動(dòng)自動(dòng)調(diào)零。

圖5 和圖6 分別是500kHz 和100kHz 頻率下，電容C1的電壓仿真波形。

從圖中可以看出，在頻率較高的情況下，電容C1被逐漸充電至5V，可以觸發(fā)自動(dòng)調(diào)零；頻率較低時(shí)，電容C1不能被充電至翻轉(zhuǎn)閾值。由此可以看出，該電路可以將頻率作為觸發(fā)自動(dòng)調(diào)零電路的判斷依據(jù)，并復(fù)用了一個(gè)引腳，減少了芯片的成本。

圖8：熔絲結(jié)構(gòu)一次可編程電路

圖9：整體電路仿真結(jié)果

圖10：0.18μm 工藝實(shí)現(xiàn)的自動(dòng)調(diào)零電路版圖

圖11：自動(dòng)調(diào)零電路測(cè)試板

3.3 OTP模塊設(shè)計(jì)

文獻(xiàn)[18][21]中均使用了MCU 中的存儲(chǔ)單元來(lái)記錄相應(yīng)的失調(diào)電壓信息，然而這增加了電路成本。本文只需要一次可編程的OTP器件，為了降低成本，采用熔絲結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)了OTP 模塊。傳統(tǒng)的熔絲結(jié)構(gòu)多為多晶硅型材料，在擊穿之前表現(xiàn)為導(dǎo)通狀態(tài)。在擊穿之后，熔絲層被熔斷，表現(xiàn)為大電阻，從而表現(xiàn)不同的邏輯值。其結(jié)構(gòu)如圖8 所示。

M2 是熔絲熔斷控制管，M1 是讀取邏輯控制管。當(dāng)fuse_ctrl為高時(shí)，M2 打開(kāi)，fuse 單元將流入大電流并擊穿。當(dāng)要讀取邏輯值時(shí)，read_ctrl 變?yōu)楦?，將邏輯值讀取到read_out。然而，由于器件工藝的不確定性，fuse 單元在擊穿后的阻抗并不一致，如果只是單純讀取熔絲單元的電平可能造成讀出的邏輯電平混亂。

表1：不同溫度下零位漂移測(cè)量結(jié)果

表2：調(diào)零電路比較

因此，本設(shè)計(jì)加入了電流比較電路。當(dāng)不熔斷熔絲時(shí)，由于熔絲的阻抗遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于電阻R，使得M4 的柵極電壓大于M3，M4 有流過(guò)大電流的趨勢(shì)，而由于電流鏡I1 的存在，兩個(gè)電流相比較M4 的漏端只能升高，使得read_out 輸出高電平；反之當(dāng)需要熔斷時(shí)，只要fuse 擊穿后的電阻大于R，那么由于電流比較的作用，read_out輸出低電平。

這樣，通過(guò)設(shè)計(jì)R 的值來(lái)設(shè)置熔絲單元的擊穿電阻閾值，只要其擊穿后的電阻高于R，邏輯電平都可以被正確識(shí)別，提高了電路的冗余度。

4 仿真結(jié)果與分析

圖9 給出了本設(shè)計(jì)的整體仿真結(jié)果，其中Vcc 為3.3V，VREF為1.65V，圖中的曲線為VOUT，由于篇幅有限，仿真結(jié)果截取了自動(dòng)調(diào)零即將完成時(shí)的波形。

從圖中可以看出，在4毫秒之前，VOUT在逐漸減小，當(dāng)達(dá)到1.65V左右，出現(xiàn)了10 個(gè)周期的波動(dòng)，最終穩(wěn)定于比1.65V 小一個(gè)LSB的數(shù)值，達(dá)到了設(shè)計(jì)目標(biāo)。

整個(gè)電路采用CSMC 標(biāo)準(zhǔn)0.18um 工藝實(shí)現(xiàn)，版圖設(shè)計(jì)如圖10所示。

我們將流片得到的芯片搭建了驗(yàn)證測(cè)試平臺(tái)如圖11 所示。

整個(gè)系統(tǒng)在調(diào)零前后不同溫度下測(cè)試的結(jié)果如表1 所示，其中電源供電3.3V，理想情況下，零位漂移電壓為1650mv。

從表1 可以看出，在調(diào)零前，整個(gè)系統(tǒng)的失調(diào)電壓約為-5～+ 7mV，失調(diào)電壓較大。而經(jīng)過(guò)自動(dòng)調(diào)零電路的調(diào)節(jié)后，失調(diào)電壓調(diào)整到+/-1mV 左右，效果明顯。

5 結(jié)論

本文根據(jù)電流傳感器的零位漂移現(xiàn)象，采用0.18μm 標(biāo)準(zhǔn)工藝設(shè)計(jì)了一個(gè)可自動(dòng)調(diào)整零位漂移的電路。采用了高增益比較器構(gòu)成的檢測(cè)電路，高精度DAC 組成的負(fù)反饋調(diào)零環(huán)路和計(jì)數(shù)器數(shù)字控制的方式，極大的改善了信號(hào)調(diào)理通道的零位漂移。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：該電路調(diào)零精度較高，功能可靠易實(shí)現(xiàn)。利用該設(shè)計(jì)，可以使得電流傳感器在不需要增加外部器件和人工調(diào)節(jié)的前提下，實(shí)現(xiàn)零位漂移的調(diào)節(jié)，簡(jiǎn)單、易操作、成本低。