一種零紋波高增益DC/DC變換器仿真實(shí)驗(yàn)分析

王攀攀，段 森，童志剛，于東升，許允之，韓 麗

一種零紋波高增益DC/DC變換器仿真實(shí)驗(yàn)分析

王攀攀，段 森，童志剛，于東升，許允之，韓 麗

（中國(guó)礦業(yè)大學(xué) 電氣與動(dòng)力工程學(xué)院，江蘇 徐州 221116）

為解決傳統(tǒng)Boost電路升壓能力不足、輸入電流紋波大的問(wèn)題，提出一種基于耦合電感的新型DC/DC變換器。在變換器的前級(jí)將耦合電感和電容相結(jié)合，實(shí)現(xiàn)零輸入電流紋波；在變換器的后級(jí)利用耦合電感倍壓?jiǎn)卧獢U(kuò)展變換器的電壓增益；引入二極管+電容的箝位電路，用以抑制漏感帶來(lái)的電壓尖峰，進(jìn)而形成新的變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。依據(jù)電路理論分析了變換器的工作原理和工作特性，并以光伏發(fā)電系統(tǒng)中的直流升壓環(huán)節(jié)作為應(yīng)用背景，在Simulink仿真平臺(tái)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證和分析。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：該變換器具有高電壓增益、零輸入紋波和低電壓應(yīng)力的特點(diǎn)。

DC/DC變換器；耦合電感；仿真實(shí)驗(yàn)

在以光伏電池板、燃料電池構(gòu)成的發(fā)電并網(wǎng)技術(shù)中，具有高電壓增益的DC/DC變換器必不可少[1-3]。目前提高變換器升壓能力的方法主要有：（1）采用輸出串聯(lián)結(jié)構(gòu)[4]實(shí)現(xiàn)電壓的疊加，但是該方法需要較大的電容來(lái)降低輸出電壓紋波；（2）通過(guò)變換器級(jí)聯(lián)的方式提高增益，電路的輸出增益為各級(jí)升壓比之積，但是其效率較低[5-6]；（3）采用開(kāi)關(guān)電容結(jié)構(gòu)，開(kāi)關(guān)電容在充電階段為并聯(lián)，在放電階段為串聯(lián)，通過(guò)增加開(kāi)關(guān)電容的個(gè)數(shù)即可實(shí)現(xiàn)較高的電壓增益，該方法在電容充放電過(guò)程中容易產(chǎn)生電流尖峰[7-9]；（4）采用 耦合電感結(jié)構(gòu)，形成一個(gè)額外的電壓源串聯(lián)在電路 中[10-11]，該方式結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)，但是隨著升壓倍數(shù)和耦合電感變比的增加，其輸入電流紋波也隨之增大，降低了光伏電池板和燃料電池的發(fā)電效率，也縮短了它們的使用壽命[12]。

本文提出了一種基于耦合電感的具有高電壓增益、零紋波特性的新型DC/DC變換器，并利用Simulink對(duì)該變換器進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，以驗(yàn)證其可行性和優(yōu)越性。該變換器的設(shè)計(jì)、分析和實(shí)驗(yàn)過(guò)程應(yīng)用于教學(xué)，可加深學(xué)生對(duì)直流升壓變換器電路結(jié)構(gòu)和工作原理的理解，提高他們分析問(wèn)題和解決問(wèn)題的能力。

1 零紋波、高增益DC/DC變換器拓?fù)湓O(shè)計(jì)

傳統(tǒng)Boost電路的電壓增益為1/(1–)，其中為占空比。根據(jù)該式可知，只要改變占空比，即可實(shí)現(xiàn)任意升壓比。但是，由于受到電路本身寄生參數(shù)的影響，當(dāng)占空比大于一定值時(shí)，其升壓能力大大下降，無(wú)法實(shí)現(xiàn)高升壓比。此外，過(guò)大的占空比，將使輸出二極管的導(dǎo)通時(shí)間很短，電流峰值過(guò)大，造成嚴(yán)重的反向恢復(fù)損耗和EMI問(wèn)題。

為了擴(kuò)展變換器的電壓增益，在傳統(tǒng)Boost電路的基礎(chǔ)上，增加一個(gè)基于耦合電感的倍壓?jiǎn)卧?，從而形成如圖1所示的高增益升壓電路。

圖1 含耦合電感倍壓?jiǎn)卧腂oost電路

該變換器的工作過(guò)程可分為2個(gè)階段。當(dāng)開(kāi)關(guān)管S導(dǎo)通時(shí)，耦合電感的勵(lì)磁電感和倍壓電容C1儲(chǔ)存能量，輸出電容C0向負(fù)載供電；當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，輸入電源、耦合電感和倍壓電容串聯(lián)共同向負(fù)載供電，實(shí)現(xiàn)更高電壓的輸出。該變換器的電壓增益為(1+1)/ (1–)，其中1為耦合電感的原副邊匝比。

可以看出：具有倍壓?jiǎn)卧腂oost電路的升壓比不但可以通過(guò)占空比進(jìn)行調(diào)整，還與耦合電感原副邊匝比有關(guān)，因此可以在較小占空比下通過(guò)調(diào)整匝比來(lái)實(shí)現(xiàn)高升壓比的目的。但是該變換器的輸入電流存在紋波，影響了光伏電池板、燃料電池等電源的發(fā)電效率和使用壽命，開(kāi)關(guān)管還會(huì)受到耦合電感漏感的影響，承受較高的電壓應(yīng)力。

針對(duì)上述變換器的問(wèn)題，在圖1的基礎(chǔ)上，利用1個(gè)二極管和1個(gè)電容構(gòu)成箝位電路，解決漏感帶來(lái)的尖峰電壓?jiǎn)栴}。然后，將耦合電感與電容相結(jié)合，構(gòu)建紋波抑制單元，實(shí)現(xiàn)輸入電流的零紋波。基于該思路，設(shè)計(jì)了一種具有低電壓應(yīng)力、零輸入電流紋波、高增益的DC/DC變換器，其具體拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 新型DC/DC變換器拓?fù)?/p>

圖2中，耦合電感T1與電容C1是零紋波單元；二極管Dc與電容Cc構(gòu)成了箝位電路；耦合電感T2、電容C3和二極管D1構(gòu)成了倍壓?jiǎn)卧?/p>

2 DC/DC變換器工作模態(tài)分析

為了便于分析，將DC/DC變換器中的耦合電感等效為理想變壓器與勵(lì)磁電感并聯(lián)，再與漏感串聯(lián)，如圖3所示。其中耦合電感T1的匝比為1(1∶2)，耦合電感T2的匝比為2(3∶4)。對(duì)變換器的工作原理進(jìn)行分析需作如下假設(shè)：（1）電路拓?fù)渲兴鶠槔硐胄推骷?；?）各電容足夠大，電容電壓穩(wěn)定。

圖3 新型DC/DC變換器的等效電路

變換器在穩(wěn)態(tài)時(shí)，主要元器件的電壓和電流在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的變化規(guī)律如圖4所示。根據(jù)電流變化的特點(diǎn)，可將變換器的工作狀態(tài)分為5個(gè)工作模態(tài)。

圖4 主要元器件電壓電流變化規(guī)律

（1）模態(tài)1（0—1）對(duì)應(yīng)的各回路如圖5所示。開(kāi)關(guān)管S導(dǎo)通，T1勵(lì)磁電感Lm1在輸入電源的作用下儲(chǔ)能，其電流Lm1線性增加；電容C1先被耦合電感T1副邊充電，直到其兩端電壓C1=1n1，然后又通過(guò)S放電，因此C1、n1一直下降。箝位二極管Dc的陽(yáng)極通過(guò)S與電源負(fù)極相連，因此處于關(guān)斷狀態(tài)；同時(shí)，C2—S—Lk2構(gòu)成回路，C2放電，Lk2、Lm2上升。由于T2原邊繞組n3的同名端與C2的正極相連，因此n4的同名端為正，n4—D1—C3構(gòu)成回路，副邊n4通過(guò)D1給C3充電，以至C3=n4=2n3=2C2；在此種情況下，輸出二極管D0的陽(yáng)極通過(guò)D1與箝位電容Cc相連，陰極與輸出電容C0相連，由于C0高于Cc，因此D0關(guān)斷，只有輸出電容C0給負(fù)載供電。

在該模態(tài)中，T1漏感Lk1兩端的電壓為－n1，且n1=n2/1=C1/1，因此流過(guò)該漏感的電流為

（2）模態(tài)2（1—2）對(duì)應(yīng)的各回路如圖6所示。在1時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S關(guān)斷。T1勵(lì)磁電感Lm1釋放能量，Lm1下降，T1同名端電壓為負(fù)，Dc陽(yáng)極電壓等于輸入電壓與勵(lì)磁電感電壓之和，因此Dc導(dǎo)通。T2漏感Lk2中儲(chǔ)存的能量通過(guò)Dc向Cc釋放，漏感電流Lk2迅速減小。此時(shí)，Lm2仍上升，T2同名端電壓仍為正，因此二極管D1仍導(dǎo)通，D0仍關(guān)斷。在2時(shí)刻n4下降到零，因此D1在2時(shí)刻實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，但D0仍為關(guān)斷狀態(tài)。此模態(tài)中由于Dc的導(dǎo)通，使得漏感Lk2中存儲(chǔ)的能量能夠向Cc釋放，同時(shí)開(kāi)關(guān)管兩端電壓也被箝位在Cc，從而避免了因漏感帶來(lái)的尖峰電壓，減小了S的電壓應(yīng)力。

圖6 模態(tài)2

（3）模態(tài)3（2—3）對(duì)應(yīng)的各回路如圖7所示。開(kāi)關(guān)管S和二極管D1處于關(guān)斷狀態(tài)，箝位二極管Dc仍處于導(dǎo)通狀態(tài)；電流Lm1、Lm2因磁能的釋放而逐漸下降，導(dǎo)致T1、T2同名端電壓均為負(fù)。輸入電源電壓、T1原邊電壓、T2副邊電壓和倍圧電容電壓串聯(lián)疊加，使得D0陽(yáng)極電位高于陰極，D0導(dǎo)通。輸入電源的能量和耦合電感T1、T2，以及倍壓電容中存儲(chǔ)的能量共同向負(fù)載側(cè)供電，Lm1、n4皆為正，C0被充電。

在該模態(tài)中，Lk1兩端的電壓可表示為：Lk1=0－C3－n4－n1－，又因n2=1n1=0－C3－n4－C1，于是流過(guò)漏感k1的電流為：

（4）模態(tài)4（3—4）對(duì)應(yīng)的各回路如圖8所示。在3時(shí)刻，Lm2下降到零，Lm2能量釋放完畢，此后Lm2開(kāi)始反向增大，Lm2開(kāi)始儲(chǔ)能；而Lk2開(kāi)始減小，導(dǎo)致漏感Lk2兩端電壓反向，使得Dc陽(yáng)極電位低于陰極，因此Dc處于關(guān)斷狀態(tài)；其他開(kāi)關(guān)器件狀態(tài)不變。此時(shí)，電容Cc和倍壓?jiǎn)卧^續(xù)向負(fù)載側(cè)供電。

圖8 模態(tài)4

（5）模態(tài)5（4—5）對(duì)應(yīng)的各回路如圖9所示。在4時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S導(dǎo)通信號(hào)來(lái)臨，n3在C2的作用下減小，因此n4也開(kāi)始減小，并在5時(shí)刻，n4下降到零，二極管D0實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，此后新的周期 開(kāi)始。

圖9 模態(tài)5

3 變換器的工作特性分析

在進(jìn)行變換器性能分析時(shí)，忽略了電路損耗，且其中的器件同樣滿足第2節(jié)中的假設(shè)。當(dāng)變換器處于穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，由于電感電壓在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的平均值為零，因此可得到如下關(guān)系式：

3.1 電壓增益分析

為簡(jiǎn)化增益計(jì)算過(guò)程，忽略了T2漏感的影響，并且只考慮開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)勵(lì)磁電感Lm2儲(chǔ)能和開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)Lm2放能這兩個(gè)過(guò)程。

當(dāng)開(kāi)關(guān)管S導(dǎo)通時(shí)，由于D1導(dǎo)通，Dc和D0關(guān)斷，則C2—S—Lm2構(gòu)成回路，Lm2上的電壓為

當(dāng)開(kāi)關(guān)管S關(guān)斷時(shí)，由于Dc和D0導(dǎo)通，D1關(guān)斷，C2—C3—R構(gòu)成回路，且C3=2C2，則Lm2上的電 壓為

根據(jù)電感的伏秒平衡原理，Lm2-ton·on=Lm2-toff·off（on和off分別為開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷的時(shí)間），可以計(jì)算出本文提出的變換器的電壓增益為

式中：為占空比，=on/(on+off)。

從式（6）可以看出：新型變換器的電壓增益不但與占空比有關(guān)，還與耦合電感的匝數(shù)比有關(guān)，一旦將匝比設(shè)計(jì)得較大，即可實(shí)現(xiàn)較高的升壓比。

3.2 零輸入電流紋波分析

根據(jù)電路原理可知，輸入電流即為漏感Lk1的電流，即in=Lk1。為簡(jiǎn)化分析，只考慮模態(tài)1和模態(tài)3。欲使輸入電流的紋波為零，則需要使Lk1在模態(tài)1和3中的變化率為0，即dLk1/d=0。

在模態(tài)1中，根據(jù)式（1）和式（3）可得：

同理Lk1在模態(tài)3中，需要滿足：

分析式（7）和式（8）可知：在開(kāi)關(guān)管S導(dǎo)通和關(guān)斷過(guò)程中實(shí)現(xiàn)輸入電流零紋波的條件是一致的，即：1=1。

3.3 電壓應(yīng)力分析

由于在開(kāi)關(guān)管S兩端引入了箝位電路，因此在分析其電壓應(yīng)力時(shí)，可不計(jì)耦合電感T2漏感的影響。當(dāng)開(kāi)關(guān)管S關(guān)斷時(shí)（如模態(tài)3），S兩端的電壓為S-stress=C2+Lm2=Cc。將式（5）代入該式，可得開(kāi)關(guān)管S的電壓應(yīng)力為

在模態(tài)3中，出現(xiàn)續(xù)流二極管D1的最大反向電壓D1-stress，D1-stress=0－Cc。將式（5）和Cc=Lm2+C2的關(guān)系代入其中，可得續(xù)流二極管D1的電壓應(yīng)力為

由模態(tài)1可知，箝位二極管Dc在關(guān)斷時(shí)，陽(yáng)極與Cc負(fù)極相接，陰極與Cc正極相接，因此其兩端承受的最大反向電壓為Dc-stress=Cc，與開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力一樣。同理，輸出二極管D0的電壓應(yīng)力D0-stress=0－CcD1-stress。

可以看出，各個(gè)開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力都比輸出電壓值小，因而為變換器的低功耗、低成本奠定了基礎(chǔ)。

4 仿真實(shí)驗(yàn)

4.1 電路參數(shù)設(shè)計(jì)及仿真模型搭建

以光伏發(fā)電系統(tǒng)為例，將DC/DC變換器應(yīng)用于直流升壓環(huán)節(jié)，如圖10所示。

圖10 基于并聯(lián)直流模塊的光伏系統(tǒng)

圖10中，高增益DC/DC變換器是光伏電池板與逆變器之間的橋梁，須同時(shí)滿足兩者的需求。由于單個(gè)光伏組件的輸出電壓為50 V左右，輸出功率約為300 W；而單相并網(wǎng)逆變器所需的直流電壓又為380 V，因此將DC/DC變換器的輸入電壓確定為50 V，期望的輸出電壓為380 V，輸出功率為360 W。

為實(shí)現(xiàn)零紋波，依據(jù)3.2節(jié)推導(dǎo)出的匝比條件，設(shè)置耦合電感T1的匝比1=1。耦合電感T2的匝比對(duì)變換器的電壓增益和器件的電壓應(yīng)力均有較大影響，根據(jù)電壓增益公式（8），可以得到T2匝比2：

2=0(1－)/V－1

在DC/DC變換器的控制中，理想的占空比通常為0.4~0.7。如果占空比設(shè)為0.6，則T2的匝比可選2。

電路中各電容的選擇主要考慮電壓應(yīng)力和電壓紋波，計(jì)算公式為

式中：0為輸出功率，0為輸出電壓，Δc為電容上的電壓紋波，為開(kāi)關(guān)頻率。將電容的電壓紋波設(shè)定為電容電壓的1%，如果開(kāi)關(guān)頻率為50 kHz，則1=2= 37.8 μF，3=18.9 μF，c=14.8 μF，考慮一定的裕量，最終選擇1=2=47 μF，3=c=22 μF。此外，為了讓變換器輸出電壓的紋波盡可能小，提高輸出電壓的質(zhì)量，0可選較大值。

綜合上述的設(shè)計(jì)與計(jì)算，滿足本實(shí)驗(yàn)的直流變換器參數(shù)如表1所示。

基于零紋波、高增益DC/DC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，結(jié)合所設(shè)計(jì)的電路參數(shù)，在Simulink環(huán)境下搭建升壓電路的仿真模型如圖11所示，該仿真模型可用于指導(dǎo)實(shí)物設(shè)計(jì)[13-16]。

表1 DC/DC變換器電路參數(shù)

圖11 新型DC/DC變換器仿真電路模型

4.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證分析

4.2.1 電壓增益驗(yàn)證分析

在表1參數(shù)的條件下，將開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)占空比設(shè)置為0.6，對(duì)零紋波、高增益DC/DC變換器進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)輸出電壓380 V，與理論計(jì)算值一致，波形如圖12所示。此時(shí)的升壓比達(dá)到了7.6倍，遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于傳統(tǒng)Boost變換器在該占空比下的升壓能力，驗(yàn)證了該DC/DC變換器的高增益的特性。

圖12 輸出電壓波形

4.2.2 零輸入電流紋波驗(yàn)證分析

分別測(cè)量了輸入電流、勵(lì)磁電感Lm1電流和T1原邊n1電流，如圖13所示。從圖中可見(jiàn)，輸入電流in幾乎沒(méi)有任何波動(dòng)。這是因?yàn)閯?lì)磁電感電流Lm1上升/下降時(shí)，T1原邊電流n1下降/上升，且兩者上升或下降的斜率也相等，實(shí)現(xiàn)了互相補(bǔ)償，從而消除了輸入電流的紋波。

圖13 iin、iLm1、in1波形

耦合電感T1的匝比是影響輸入紋波的另一個(gè)因素。為了與圖13的結(jié)果進(jìn)行比較，此處設(shè)置1為1.03，即不滿足零紋波條件，其仿真結(jié)果如圖14所示。從圖中可見(jiàn)，由于T1的原副邊匝數(shù)不再相等，Lm1上升或下降的斜率與n1下降或上升的斜率也不再相等，無(wú)法完全抵消，從而導(dǎo)致輸入電流有較大的脈動(dòng)。

圖14 N1不等于1時(shí)的iin、iLm1、in1波形

4.2.3 開(kāi)關(guān)器件電壓應(yīng)力驗(yàn)證分析

圖15為開(kāi)關(guān)管兩端的電壓波形?？梢钥闯觯洪_(kāi)關(guān)管在關(guān)斷期間所承受的電壓應(yīng)力約為126.6 V（與3.3節(jié)理論計(jì)算值一致），遠(yuǎn)小于輸出電壓380 V，這為選擇低導(dǎo)通損耗的開(kāi)關(guān)管創(chuàng)造了條件。

圖15 開(kāi)關(guān)管S兩端的電壓波形

此外，實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示Dc電壓應(yīng)力約為126.6 V，D1、D0電壓應(yīng)力相同，約為253.3 V，與理論分析一致，且所有二極管的電壓應(yīng)力均小于輸出電壓，這有利于提高變換器的效率，降低器件成本。

5 結(jié)語(yǔ)

高電壓增益、零輸入電流紋波和低電壓應(yīng)力新型變換器的研究過(guò)程（包括變換器的設(shè)計(jì)、原理與性能的分析，以及仿真實(shí)驗(yàn)的驗(yàn)證）包含大學(xué)生科研訓(xùn)練中發(fā)現(xiàn)問(wèn)題和分析、解決問(wèn)題的各個(gè)環(huán)節(jié)，將其作為一個(gè)案例進(jìn)行實(shí)驗(yàn)教學(xué)，不但可以加深學(xué)生對(duì)DC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理的理解，還有助于挖掘?qū)W生的創(chuàng)新潛力，提高學(xué)生自主學(xué)習(xí)、獨(dú)立思考和分析問(wèn)題、解決問(wèn)題的能力。

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Simulation analysis of a zero ripple high gain DC/DC converter

WANG Panpan, DUAN Sen, TONG Zhigang, YU Dongsheng, XU Yunzhi, HAN Li

(School of Electrical and Power Engineering, China University of Mining and Technology, Xuzhou 221116, China)

In order to solve the problems of insufficient boost capability and large input current ripple of traditional Boost circuit, a novel DC/DC converter based on coupled inductance is proposed. The zero input current ripple is achieved by combining coupling inductance and capacitance in the front stage of the converter, and voltage gain of the converter is expanded by using coupled inductance voltage doubling unit in the back stage of the converter. A clamping circuit with diode and capacitor is introduced to suppress the voltage spike caused by leakage inductance, thus forming a new converter topology. Based on the circuit theory, the working principle and working characteristics of the converter are analyzed, and by taking the DC boost stage in the photovoltaic power generation system as the application background, experimental verification and analysis are carried out on the Simulink simulation platform. The results show that the converter has the characteristics of the high voltage gain, zero input ripple and low voltage stress.

DC/DC converter; coupled inductor; simulation experiment

G642.0；TM46

A

1002-4956(2019)12-0107-06

10.16791/j.cnki.sjg.2019.12.025

2019-05-25

2019-06-26

國(guó)家自然科學(xué)基金項(xiàng)目（61703404）；江蘇高校品牌專業(yè)建設(shè)工程資助項(xiàng)目（PPZY2015B132）；江蘇省高等教育教改研究課題（2017JSJG127）；中國(guó)礦業(yè)大學(xué)教學(xué)研究項(xiàng)目（2018YB41）

王攀攀（1982—），男，浙江東陽(yáng)，博士，講師，主要從事新能源發(fā)電技術(shù)、工業(yè)自動(dòng)化和電氣設(shè)備故障診斷的教學(xué)與科研工作。