基于快速控制電源的IGBT結(jié)溫分析

宋德勇，高 格，楊申申

基于快速控制電源的IGBT結(jié)溫分析

宋德勇1，高 格2，楊申申1

（1. 中國(guó)船舶科學(xué)研究中心，江蘇無(wú)錫 214082；2. 中國(guó)科學(xué)院等離子體物理研究所，合肥 230031）

快速控制電源同時(shí)運(yùn)行的IGBT器件數(shù)量多，輸出信號(hào)需要快速響應(yīng)不同的給定信號(hào)。針對(duì)其工作特點(diǎn)，通過(guò)理論計(jì)算、MATLAB模型及有限元模型仿真，研究了典型工況下IGBT的結(jié)溫分布特點(diǎn)，并揭示了該工況下由熱載荷導(dǎo)致的IGBT結(jié)構(gòu)變化，對(duì)后續(xù)研究IGBT可靠性提供了依據(jù)。

快速控制電源；IGBT結(jié)溫；有限元

0 引言

EAST裝置為磁約束核聚變托卡馬克裝置，16個(gè)RMP線圈被放置在EAST裝置內(nèi)真空室中來(lái)進(jìn)行邊界局域模等相關(guān)研究[1,2]。現(xiàn)有8套完全相同的RMP線圈電源，每套電源為2個(gè)串聯(lián)的線圈供電[3]。該電源為典型的快速控制電源，響應(yīng)時(shí)間小于0.25 ms。對(duì)于1套電源，一共有48個(gè)IGBT模塊，即8套電源共384個(gè)IGBT模塊。在8套電源同時(shí)運(yùn)行時(shí)，研究所有IGBT模塊的可靠性顯得尤為重要，在這種特殊的工況下，需要研究電源中IGBT器件的可靠性相關(guān)的參數(shù)，而主要工作是分析IGBT的結(jié)溫分布[4]。

1 快速控制電源工作模式

快速控制電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為典型的AC-DC- AC結(jié)構(gòu)[5]，AC-DC部分為三相不控整流橋，每個(gè)整流橋?yàn)橐粋€(gè)單獨(dú)的DC-AC部分的H橋提供母線電壓，逆變部分主體為H橋兩串三并結(jié)構(gòu)。對(duì)于每一個(gè)H橋，左右橋臂分別由4個(gè)IGBT半橋模塊并聯(lián)，IGBT的開(kāi)關(guān)頻率為10 kHz，通過(guò)載波移相，等效開(kāi)關(guān)頻率達(dá)到120 kHz[6]。

電源的具體輸出參數(shù)如表1所示，額定輸出值為4000 A/450 V，延遲時(shí)間為從給定信號(hào)發(fā)出到輸出值上升到額定值的50%時(shí)的時(shí)間。電源的主要運(yùn)行工況為脈沖電流和正弦電流，脈沖電流工況下，脈寬、幅值及上升時(shí)間均會(huì)發(fā)生變化，正弦工況下，周期及幅值均會(huì)發(fā)生變化。

表1 快速控制電源輸出參數(shù)

IGBT作為電源中的主要電力電子器件，其失效原因較多，其中熱疲勞最為常見(jiàn)，而高溫導(dǎo)致的失效在所有電子設(shè)備失效中所占的比例大于50％[7]，故需要重點(diǎn)分析IGBT的結(jié)溫特點(diǎn)。在目前對(duì)IGBT可靠性的研究中，主要的壽命預(yù)測(cè)公式均提到結(jié)溫平均值和結(jié)溫紋波對(duì)壽命的影響[8]，基于本電源的快速響應(yīng)特點(diǎn)，主要考慮結(jié)溫紋波的影響。

2 IGBT結(jié)溫分析

2.1 理論計(jì)算

根據(jù)該型號(hào)IGBT數(shù)據(jù)手冊(cè)，額定輸出電流I=4000 A，母線電壓U=340 V，開(kāi)關(guān)頻率f=10 kHz，負(fù)載直流阻抗R=32 mΩ，假定并聯(lián)的IGBT之間不均流度=6%，并聯(lián)支路不均流度=5%，計(jì)算方法[9][10]如式(1)-(8)所示：

上述公式中，I為單個(gè)IGBT的電流，為IGBT占空比，P和P為IGBT的開(kāi)關(guān)損耗和通態(tài)損耗，分別為245.65 W和351.14 W，P和P為二極管的開(kāi)關(guān)損耗和反向恢復(fù)損耗，分別為64.59 W和228.17 W，?T和?T分別為IGBT和二極管的結(jié)溫溫升，結(jié)果為70.42 K和58.55 K。

上述計(jì)算可以看出IGBT和二極管結(jié)溫溫升平均值主要取決于輸入電流值、工作電壓、開(kāi)關(guān)頻率以及電流的占空比，輸入電流、工作電壓越大，則IGBT和二極管的工作條件越苛刻，其結(jié)溫溫升會(huì)越高；開(kāi)關(guān)頻率越高，說(shuō)明電子器件動(dòng)作越頻繁，開(kāi)關(guān)損耗會(huì)越高，導(dǎo)致IGBT和二極管的結(jié)溫溫升越高；占空比越大，說(shuō)明IGBT每個(gè)電流周期內(nèi)工作時(shí)間越長(zhǎng)，其結(jié)溫溫升也會(huì)越高，同時(shí)二極管結(jié)溫溫升越低。

2.2 MATLAB模型仿真

2.2.1 單脈沖工況

如圖1所示，由熱阻抗等效圖，可將IGBT的熱阻模型等效為電路模型[11]，在MATLAB中搭建電路進(jìn)行仿真，熱阻抗參數(shù)如表2所示。

圖1 IGBT模塊熱阻抗等效圖

表2 IGBT模塊熱阻抗參數(shù)

如圖2所示，輸出直流4000 A電流時(shí)，IGBT管芯最高溫升為70.16 K，二極管管芯最高溫升為58.68 K，變化趨勢(shì)均與瞬態(tài)阻抗曲線一致，仿真結(jié)果也與理論計(jì)算一致。為了考察IGBT模塊瞬態(tài)情況下的承受電流能力，只需分析IGBT的溫升即可。

2.2.2 多周期脈沖工況

IGBT結(jié)溫的上升是由于工作時(shí)的功率損耗引起的[12]，幅值為P的矩形單脈沖或間隔時(shí)間足夠長(zhǎng)的連續(xù)脈沖作用于IGBT芯片時(shí)，所引起的IGBT結(jié)溫T自初始溫度T的變化如圖3所示。

結(jié)溫經(jīng)過(guò)足夠長(zhǎng)的時(shí)間能回到初始溫度，但是，當(dāng)IGBT處在連續(xù)導(dǎo)通一串脈沖的PWM工作方式下，且連續(xù)脈沖的間隔時(shí)間不足以使結(jié)溫恢復(fù)到初始值，此時(shí)IGBT結(jié)溫在連續(xù)脈沖的反復(fù)作用下累積疊加上升，在經(jīng)過(guò)一個(gè)逐步上升的過(guò)程后，結(jié)溫圍繞著一個(gè)恒定的平均溫度T做近似等幅波動(dòng)，此時(shí)熱量的產(chǎn)生與散失達(dá)到了動(dòng)態(tài)平衡[13]。

圖2 IGBT模塊結(jié)溫溫升曲線

圖3 結(jié)溫疊加上升過(guò)程

假定此脈沖功率周期為0，每個(gè)周期內(nèi)脈沖作用時(shí)間為tp，無(wú)脈沖時(shí)間為t，將初始?xì)?作為零刻度，脈沖功率不作用期間結(jié)溫只是零輸入響應(yīng)，脈沖功率作用期間結(jié)溫是一個(gè)零輸入響應(yīng)和一個(gè)零狀態(tài)響應(yīng)相加的全響應(yīng)[14]。

根據(jù)IGBT的熱阻熱容等效為電路中的電阻電容，將脈沖功率作為一個(gè)電流源激勵(lì)，結(jié)溫在受到功率脈沖周期作用后的變化[15]如下：

第一個(gè)脈沖周期結(jié)束后結(jié)溫：

以此類(lèi)推，第n個(gè)脈沖周期結(jié)束后結(jié)溫：

當(dāng)n→∞，結(jié)溫進(jìn)入穩(wěn)定的等幅波動(dòng)狀態(tài)，遞推可得，第n個(gè)脈沖周期結(jié)束后結(jié)溫：

在任意一個(gè)周期內(nèi)的結(jié)溫：

結(jié)溫最小值、最大值、紋波：

由圖4可以看出，脈沖功率值恒定時(shí)，IGBT結(jié)溫紋波與輸入電流周期及占空比都有關(guān)。

輸入電流周期固定時(shí)，占空比在從0增大到1的過(guò)程中，結(jié)溫紋波初始階段增大，進(jìn)入一段時(shí)間的平頂部分然后又逐漸減小，整體呈對(duì)稱(chēng)變化趨勢(shì)，同時(shí)輸入電流周期越小，其結(jié)溫紋波的絕對(duì)最大值也越小，且結(jié)溫紋波到達(dá)最大值的時(shí)間越長(zhǎng)，具體二維曲線如圖5所示。

占空比固定時(shí)，輸入電流周期越大即頻率越低時(shí)，結(jié)溫紋波越大，且結(jié)溫紋波在占空比為0.5時(shí)上升最快，在占空比小于或大于0.5時(shí)上升均變慢，并呈對(duì)稱(chēng)分布，具體二維曲線如圖6所示。

設(shè)定環(huán)境溫度為30℃，在MATLAB仿真模型中改變輸出電流頻率和占空比，得到如表3所示結(jié)果。在僅有輸出電流頻率發(fā)生改變時(shí)，溫升平均值不變，但結(jié)溫紋波發(fā)生變化，頻率越低，結(jié)溫紋波越大，這與理論分析完全一致。

圖5 不同電流周期下IGBT結(jié)溫紋波與占空比關(guān)系

圖6 不同占空比下IGBT結(jié)溫紋波與電流頻率關(guān)系

表3 不同頻率電流下IGBT結(jié)溫

如表4所示，在僅有占空比發(fā)生改變時(shí)，器件的溫升平均值隨占空比的增大而增大，同時(shí)器件的結(jié)溫紋波在占空比為0.5時(shí)為最大，在低于或高于0.5時(shí)均呈下降趨勢(shì)，關(guān)于占空比為0.5時(shí)的結(jié)溫紋波呈對(duì)稱(chēng)分布，與理論分析一致。

表4 不同占空比電流下IGBT結(jié)溫

如表5所示，同頻率的脈沖電流，在電流上升時(shí)間變長(zhǎng)時(shí)，IGBT結(jié)溫從最小值到最大值的上升時(shí)間變長(zhǎng)，即IGBT由脈沖電流工況向近似正弦電流工況轉(zhuǎn)變。

2.3 有限元模型仿真

針對(duì)型號(hào)為英飛凌FF600R06ME3的IGBT模塊，建立其三維模型[16]，由封裝模型簡(jiǎn)化為最簡(jiǎn)單的分層模型，以有限元的思想，在workbench中進(jìn)行熱-結(jié)構(gòu)耦合分析[17,18]，圖7為此IGBT的分層結(jié)構(gòu)示意圖。

表5 不同上升時(shí)間電流下IGBT結(jié)溫

由于該IGBT內(nèi)部由3個(gè)完全相同的部分組成，實(shí)際仿真時(shí)提取其三分之一。根據(jù)計(jì)算，在4000 A情況下，IGBT總損耗為596.79 W，故對(duì)一個(gè)IGBT芯片上表面施加5 Hz的200 W功率，銅底板下底面設(shè)定對(duì)流換熱系數(shù)[19]為4320 W/(m2*℃)，其它面為絕熱，環(huán)境溫度為30 ℃，瞬態(tài)加熱時(shí)長(zhǎng)為2 s。

在瞬態(tài)條件下，IGBT 結(jié)溫曲線如圖8所示，紅色曲線為最低溫度，綠色曲線為最高溫度，最高溫度位于被加熱的IGBT芯片上表面，為86.15 ℃，結(jié)溫紋波為56.15 ℃，與上述結(jié)溫仿真結(jié)果(57.5 ℃)基本一致。

圖8 IGBT結(jié)溫曲線

IGBT模塊的應(yīng)力分布從芯片到底板呈現(xiàn)出非線性變化，且形變最大值為11.59 μm，出現(xiàn)在鍵合線處，如圖9所示，說(shuō)明在瞬態(tài)加熱功率條件下，鍵合線容易首先變形，使其與芯片上表面間的接觸不牢固，出現(xiàn)斷裂現(xiàn)象，這是因?yàn)殒I合線的熱膨脹系數(shù)遠(yuǎn)大于IGBT芯片，在受到周期性熱應(yīng)力沖擊時(shí)，由于兩者之間熱膨脹系數(shù)匹配較差，熱應(yīng)力長(zhǎng)期沖擊最終導(dǎo)致鍵合線失效。

圖9 IGBT模塊形變分布

3 總結(jié)

EAST裝置上應(yīng)用于快速控制電源的IGBT工況非常特殊，實(shí)際工作時(shí)輸出電流的幅值、頻率、占空比和上升時(shí)間均會(huì)發(fā)生變化，在不同的工況下，IGBT的結(jié)溫平均值和結(jié)溫紋波會(huì)發(fā)生變化。

綜上所述，脈沖工況需要考慮上升時(shí)間、電流頻率、電流幅值、開(kāi)關(guān)頻率和占空比5個(gè)因素對(duì)結(jié)溫溫升或結(jié)溫紋波的影響，這也是影響IGBT可靠性的因素，且脈沖工況下IGBT鍵合線的形變最大，是失效的主要環(huán)節(jié)。長(zhǎng)上升時(shí)間、高電流頻率、低電流幅值、低開(kāi)關(guān)頻率和低占空比更有利于延長(zhǎng)IGBT的使用壽命。實(shí)際應(yīng)用時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率、電流幅值基本不變，因此需要重點(diǎn)關(guān)注上升時(shí)間、電流頻率和占空比對(duì)IGBT壽命的影響。

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Analysis of IGBT Junction Temperature Based on Fast Control Power Supply

Song Deyong1, Gao Ge2, Yang Shenshen1

(1. China Ship Scientific Research Center, Wuxi 214082, Jiangsu, China; 2. Institute of Plasma Physics, Chinese Academy of Sciences, Hefei 230031, China)

TN86

A

1003-4862（2019）10-0001-05

2019-04-19

國(guó)家磁約束核聚變能發(fā)展研究專(zhuān)項(xiàng) (基金編號(hào)2013GB102003)

宋德勇（1990-），男，工程師。研究方向：電力電子器件應(yīng)用。E-mail: dysong1990@163.com