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    一種適于Sigma-Delta ADC的高增益放大器的設(shè)計(jì)

    2019-10-29 08:55:56
    計(jì)算機(jī)測(cè)量與控制 2019年10期
    關(guān)鍵詞:信號(hào)

    (中國(guó)電子科技集團(tuán)公司 第五十四研究所,石家莊 050000)

    0 引言

    作為模擬電路和數(shù)字電路的中介,模數(shù)轉(zhuǎn)換器(Analog-to-Digital Converter,ADC)在現(xiàn)代信息領(lǐng)域中發(fā)揮著重要應(yīng)用。近年來(lái),對(duì)ADC的性能提出了更高的要求,隨著數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的發(fā)展,高分辨率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器越來(lái)越受到青睞。Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器憑借過(guò)采樣和噪聲整形技術(shù)成為高精度模數(shù)轉(zhuǎn)換器,在信號(hào)處理系統(tǒng)中作為重要的單元。因此,實(shí)現(xiàn)Sigma-Delta 模數(shù)轉(zhuǎn)換器的高精度、高性能、高性價(jià)比具有很好的研究?jī)r(jià)值和現(xiàn)實(shí)意義。盡管近年來(lái)我國(guó)在IC產(chǎn)業(yè)投入較多,Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器水平有所提高,但是相比國(guó)外,我們?nèi)匀挥泻艽蟛罹?。預(yù)計(jì)在未來(lái)幾年,Sigma-Delta ADC還是會(huì)呈穩(wěn)步增長(zhǎng)的趨勢(shì),所以我國(guó)在ADC方面的發(fā)展仍有很大的必要性和重要性。

    在Sigma-Delta ADC的采樣保持電路中,運(yùn)算放大器是其中一個(gè)重要的部分,其性能好壞直接影響著整個(gè)ADC的性能。本文重點(diǎn)分析和設(shè)計(jì)用于Sigma-Delta ADC電路中的第一級(jí)運(yùn)算放大器。設(shè)計(jì)一種寬帶寬和高增益的運(yùn)放是非常困難的,在以前技術(shù)中,已經(jīng)有很多策略來(lái)解決這個(gè)問(wèn)題,例如使用cascode,三重cascode和多階段架構(gòu),但是還是存在著各種各樣的問(wèn)題。Bult.K.等人提出增益增強(qiáng)結(jié)構(gòu)有效提高運(yùn)放增益,這一方法能夠在不影響帶寬的前提下有效提高放大器的性能[1]。在增益增強(qiáng)技術(shù)中,速度、精度和功耗之間存在著動(dòng)態(tài)平衡,使其成為在設(shè)計(jì)高分辨率和高速ADC時(shí)被應(yīng)用的重要原因。所以本文也決定在放大器中增加使用增益增強(qiáng)技術(shù),以達(dá)到高增益的效果。

    另外,Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器重點(diǎn)應(yīng)用于音頻領(lǐng)域的特點(diǎn),要求其在低頻時(shí)也能夠準(zhǔn)確高精度地傳輸信號(hào),提高Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用范圍。針對(duì)這一特點(diǎn),我們可以通過(guò)斬波穩(wěn)定技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)濾除低頻噪聲的效果。斬波穩(wěn)定技術(shù)本質(zhì)上就是對(duì)信號(hào)進(jìn)行調(diào)制解調(diào)。首先調(diào)制信號(hào),再加上噪聲一起進(jìn)行解調(diào),如此便可使信號(hào)解調(diào)回原頻率處,而將噪聲調(diào)制到了高頻處,再通過(guò)一個(gè)低通濾波器便可濾除噪聲,實(shí)現(xiàn)低頻的高精度轉(zhuǎn)換。

    1 運(yùn)算放大器

    目前,Sigma-Delta ADC在音頻領(lǐng)域有很重要應(yīng)用,隨著科技水平的上升,對(duì)音頻質(zhì)量提出了更高要求,也就對(duì)Sigma-Delta ADC的速率、精度和動(dòng)態(tài)范圍都提出了更高的要求,因此要求其運(yùn)算放大器能夠滿足精度高、輸出擺幅大的要求。

    運(yùn)算放大器常見(jiàn)的有三種結(jié)構(gòu):折疊式共源共柵運(yùn)算放大器、套筒式運(yùn)算放大器和兩級(jí)運(yùn)算放大器。相比較其他兩種結(jié)構(gòu),兩級(jí)運(yùn)放很容易實(shí)現(xiàn)高增益,而且差分輸出擺幅也足夠大,但缺點(diǎn)是會(huì)產(chǎn)生由高階極點(diǎn)造成的有限穩(wěn)定帶寬。所以不是本設(shè)計(jì)的最佳選擇。套筒式運(yùn)放優(yōu)點(diǎn)在于功耗低,但是缺點(diǎn)在于結(jié)構(gòu)限制了其輸出擺幅和共模范圍,不適用于低壓設(shè)計(jì)。折疊共源共柵運(yùn)放相比套筒式運(yùn)放頻率特性好、輸出擺幅大,并且在低電壓設(shè)計(jì)中有明顯的優(yōu)勢(shì)[2]。通過(guò)對(duì)折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)應(yīng)用增益增強(qiáng)技術(shù),在不影響信號(hào)帶寬、壓擺率和相位特性的情況下進(jìn)一步提高電路的直流增益。因此根據(jù)本設(shè)計(jì)要求,選取了應(yīng)用增益增強(qiáng)技術(shù)的折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)。

    為了得到高增益又同時(shí)不會(huì)影響運(yùn)放的相位和信號(hào)帶寬等特性,本文設(shè)計(jì)了對(duì)折疊式共源共柵(cascode)加入增益增強(qiáng)技術(shù)。電路主要由五部分組成:主運(yùn)放,輔助運(yùn)放、共模反饋、偏置電路和斬波開(kāi)關(guān)。

    1.1 增益增強(qiáng)技術(shù)

    在引言中已經(jīng)提到,兩級(jí)運(yùn)算放大器很容易實(shí)現(xiàn)高增益,而折疊式共源共柵如何能夠在單級(jí)放大器的基礎(chǔ)上提高增益,我們能夠想到的最直接方法就是增加輸出阻抗。為提高輸出阻抗,可以采用是通過(guò)增大輸入晶體管的長(zhǎng)度和增加輸出電阻的倍數(shù)。而過(guò)分增大晶體管長(zhǎng)度會(huì)導(dǎo)致芯片版圖面積過(guò)大等問(wèn)題,所以就可以應(yīng)用上文中提到的增益增強(qiáng)技術(shù),通過(guò)增加一個(gè)放大器的增益來(lái)提高輸出電阻的數(shù)值。

    如圖1是增益增強(qiáng)技術(shù)。增益增強(qiáng)技術(shù)是通過(guò)負(fù)反饋環(huán)路來(lái)決定管子漏電壓的大小。負(fù)反饋調(diào)節(jié)Vx的值使其趨于Vref。因此,增益增強(qiáng)技術(shù)通過(guò)輔助放大器Add調(diào)整M2管子的柵極電壓減小輸出電壓Vout對(duì)Vx的影響。當(dāng)沒(méi)有Add放大器的時(shí)候,在小信號(hào)分析中,由輔助定理得電壓增益,Av=-GmRout針對(duì)圖1可認(rèn)為Gm=Gm1,為了計(jì)算Rout,電路可以看成帶負(fù)反饋電阻Ro1的共源級(jí),因此得

    Rout=ro2(1+gm2ro1)

    (1)

    故得共源共柵放大器的增益為:

    Av=gm1ro2(gm2ro1)

    (2)

    加入了Add放大器之后,輸出電阻變?yōu)椋?/p>

    Rout=ro2(1+(1+Add)gm2ro1)

    (3)

    則增益變?yōu)?/p>

    Av=gm1ro2(gm2ro1)[1+(1+Add)gm2ro1]

    (4)

    由此可見(jiàn),利用增益增強(qiáng)技術(shù)后,輸出電阻相比原來(lái)提高了Add倍,增益比原來(lái)增大了Add倍[3]。增益增強(qiáng)技術(shù)中,加入Add放大器不會(huì)影響整體輸出擺幅、等效輸入噪聲,能夠廣泛應(yīng)用于高速高精度放大器中。但是輔助運(yùn)放的引入會(huì)產(chǎn)生一個(gè)零極點(diǎn)對(duì),影響信號(hào)的建立時(shí)間[4]。

    圖1 增益增強(qiáng)技術(shù)

    1.2 運(yùn)放的設(shè)計(jì)

    圖2 增益增強(qiáng)型cascode運(yùn)放主電路

    輔助運(yùn)算放大器同樣采用了共源共柵結(jié)構(gòu),如圖3所示。其中A2采用了與主運(yùn)放一樣的結(jié)構(gòu),M24~M29為輔助運(yùn)放A2的共模反饋;A1采用了NMOS管輸入,其余與主運(yùn)放類似,其中M41~M46為輔助運(yùn)放A1的共模反饋。

    ωa≥βωu

    (5)

    這樣對(duì)于帶反饋因子β的閉環(huán),穩(wěn)定時(shí)間內(nèi)不會(huì)受到偶極子的影響。從穩(wěn)定性角度出發(fā),它又必須小于主運(yùn)放的次主極點(diǎn)頻率。如圖4所示,即:

    βωu≤ωa≤ωp2

    (6)

    其中:ωa為輔助運(yùn)放的單位增益帶寬,β為閉環(huán)反饋系數(shù),ωu為主運(yùn)放的單位增益帶寬,ωp2為主運(yùn)放的次極點(diǎn)頻率[6]。

    圖3 輔助運(yùn)算放大器的電路圖

    圖4 主運(yùn)放和輔助運(yùn)放增益比較圖

    1.3 共模反饋

    由于器件的不匹配對(duì)全差分結(jié)構(gòu)的共模電壓會(huì)產(chǎn)生明顯影響,故不能通過(guò)差分信號(hào)的負(fù)反饋來(lái)控制。所以我們需要在輸出端增加一個(gè)額外的共模反饋(CMFB)環(huán)路來(lái)確定輸出共模電壓,并調(diào)節(jié)輸出共模電壓達(dá)到指定電壓數(shù)值??紤]到時(shí)域范圍,共模反饋有兩種電路:開(kāi)關(guān)電容反饋(SC-CMFB)和連續(xù)時(shí)間反饋(CT-CMFB)。采用連續(xù)時(shí)間共模反饋的優(yōu)點(diǎn)是輸出電壓穩(wěn)定,但不足的增加功耗,降低電路的線性,還會(huì)影響電路的差動(dòng)增益。采用開(kāi)關(guān)電容共模反饋能夠降低功耗,提高線性度,但是開(kāi)關(guān)時(shí)鐘會(huì)帶來(lái)時(shí)鐘耦合,導(dǎo)致差分輸出信號(hào)出現(xiàn)誤差[7]。

    共模反饋環(huán)路在通常使用的全差分放大器中是必須的。一個(gè)好的共模反饋環(huán)路應(yīng)該是和差分環(huán)路具有相似的通路。如上圖3輔助運(yùn)放A1和A2的電路結(jié)構(gòu)中,M24~M29和M41~M46為其共模反饋,例如在輔助運(yùn)放A1中,M43、M44的柵壓受A1輸出電壓控制,M42的柵壓VP1為參考電壓用于與共模電壓作比較,最后M42的漏極電壓用于控制A1的尾電流達(dá)到反饋的目的。其共模反饋環(huán)路增益為:

    A1fb=gm43·(r042∥r045)·

    gm39[(gm37r037r039)∥(gm35r035r033]

    (7)

    同理可得輔助運(yùn)放A2的共模反饋增益為:

    A2fb=gm27·(gm26r026∥r024)·

    gm16[(gm18r018r016)∥(gm20r020r022]

    (8)

    共模反饋環(huán)路與差分環(huán)路具有類似的增益和相位性能,可以達(dá)到很好的反饋效果。

    以上為連續(xù)時(shí)間的共模反饋,但是由于連續(xù)型反饋在輸出擺幅上具有一定的限制,運(yùn)用在主運(yùn)放中會(huì)使其輸出擺幅不能達(dá)到理想值。在主運(yùn)放中,我們采用對(duì)輸出擺幅沒(méi)有影響的開(kāi)關(guān)電容反饋,如圖5所示。開(kāi)關(guān)電容本質(zhì)上是通過(guò)(Vcm-Vbias)來(lái)調(diào)節(jié)(Vo-Vfb)的值,來(lái)進(jìn)行共模調(diào)節(jié)。當(dāng)Ψ1為高電平時(shí),C1充電至(Vcm-Vbias),將差值電荷保存起來(lái);當(dāng)Ψ2為高電平時(shí),C1和C2并聯(lián),C2上的電壓由C1重新賦予,C2重新確定(Vo-Vfb)進(jìn)而確定Vfb的值。開(kāi)關(guān)電容的共模反饋在兩個(gè)方面的特點(diǎn):一時(shí)前面提到的對(duì)輸出擺幅沒(méi)有限制;二是采用電容避免了阻性的負(fù)載。但是開(kāi)關(guān)電容反饋也有很大不足,就是會(huì)增加芯片面積,增加了生產(chǎn)成本,所以只將其應(yīng)用于主運(yùn)放,不適用于輔助運(yùn)放。

    圖5 開(kāi)關(guān)電容共模反饋

    1.4 偏置電路

    圖6 偏置電路

    偏置電路在放大器的設(shè)計(jì)中也很重要,合適的偏置電路設(shè)計(jì)對(duì)整體放大器的性能有很大的幫助。本文采用高擺幅的共源共柵偏置電路,其為主運(yùn)放和輔助運(yùn)放提供了所需要的偏置電壓。如圖6所示,VB0、VB1、VB2、VB3和VP1為偏置電壓。

    1.5 斬波開(kāi)關(guān)

    在集成電路中,線性度也是一個(gè)很重要的因素,要提高電路的線性度就要找到方法來(lái)消除放大器帶來(lái)的非線性影響,例如噪聲、輸入直流失調(diào)等,以此來(lái)提高增益,實(shí)現(xiàn)論文高增益的效果,使此Sigma-Delta ADC適用于低頻信號(hào)。

    在MOS晶體管的柵氧化層和硅襯底的界面會(huì)有很多“懸掛”鍵,當(dāng)電荷載流子運(yùn)動(dòng)到這個(gè)界面時(shí),有一些被隨機(jī)地俘獲,隨后又被能態(tài)釋放,如此導(dǎo)致在漏電流中產(chǎn)生的噪聲稱為閃爍噪聲。而在差分電路中,會(huì)存在失配現(xiàn)象,即當(dāng)Vin=0且完全對(duì)稱時(shí),Vout≠0,這時(shí)便說(shuō)電路中存在著直流失調(diào)。

    4個(gè)在斬波穩(wěn)定技術(shù)是大約50年前提出的一種用于抑制包括閃爍噪聲和直流失調(diào)造成的低頻噪聲的方法,能夠達(dá)到提高增益的效果。斬波技術(shù)是將輸入信號(hào)與低頻噪聲隔離,即通過(guò)調(diào)制器將有用信號(hào)調(diào)制到高頻,經(jīng)過(guò)放大后解調(diào)回基頻。而低頻噪聲則被直接調(diào)制到高頻處,再通過(guò)低通濾波器可以將其直接濾除。

    斬波開(kāi)關(guān)是一個(gè)雙輸入雙輸出的四端口器件,主要是由4個(gè)開(kāi)關(guān)組合而成,具體原理分析如下:

    (9)

    其中直流分量a0和余弦正弦分量an、bn為:

    (10)

    (11)

    (12)

    由此可將f(t)表示為:

    (13)

    加入斬波開(kāi)關(guān),等同于使輸入信號(hào)f(t)乘以cosωt,等效在頻域范圍就是對(duì)f(t)的傅里葉變換值進(jìn)行周期性采樣,使其頻域值呈周期化狀態(tài)。假設(shè)m(t)=A1sinω0t、A0分別為外部輸入信號(hào)和輸入端直流信號(hào),為了簡(jiǎn)化分析,我們只假設(shè)其斬波開(kāi)關(guān)函數(shù)f(t)為sinωct,A1為輸入的直流失調(diào)和閃爍噪聲等低頻噪聲;A則為運(yùn)放的直流增益。

    為了保證調(diào)制的正常進(jìn)行,斬波頻率ωc必須小于采樣頻率4πfs,為了確保噪聲濾除效果,ωc又必須大于輸入信號(hào)頻率ω0。首先經(jīng)過(guò)調(diào)制后,可以得到

    y1=[m(t)+A0]·sinωct=

    (14)

    由此可看出,經(jīng)過(guò)調(diào)制,輸入信號(hào)和直流信號(hào)分別被向高頻平移了ωc。

    信號(hào)通過(guò)放大器被放大了A倍,并且增加了值為A1的噪聲,此時(shí)再被進(jìn)行解調(diào)得到:

    (15)

    由上式可知,頻率為ω0的輸入信號(hào)經(jīng)過(guò)調(diào)制解調(diào)后,變?yōu)轭l率為ω0±2ωc的信號(hào)和與輸入信號(hào)同頻的信號(hào);直流信號(hào)經(jīng)過(guò)調(diào)制解調(diào)后,變?yōu)?ωc的信號(hào)和同頻的信號(hào);而運(yùn)放引入的低頻噪聲被調(diào)制在頻率為ωc的高頻處。以上只是假設(shè)斬波頻率為ωc的簡(jiǎn)化分析,nωc也同樣適用,即將信號(hào)分別調(diào)制到nωc的頻率,最終低頻噪聲分別被調(diào)制到ωc,2ωc,3ωc…nωc。如此我們可以在電路后再加一個(gè)低通濾波器便可直接濾除低頻噪聲,達(dá)到提高電路精度和增益的效果。

    2 仿真及結(jié)果

    對(duì)本論文設(shè)計(jì)的運(yùn)放,在SMIC55nm 3.3 V的工藝下,用Cadence軟件進(jìn)行了仿真,其仿真結(jié)果如下所示:

    在3.3 V電壓情況下,先進(jìn)行直流仿真,找到直流工作點(diǎn);再進(jìn)行了瞬態(tài)仿真,得到階躍響應(yīng)仿真轉(zhuǎn)換速率為162 V/μs;最后進(jìn)行了交流仿真,結(jié)果如圖7所示,得出運(yùn)放增益為116.9 dB,相位裕度為72°,單位增益帶寬為355 MHz。

    圖7 交流仿真結(jié)果

    另外在3.3 V電源電壓下,使用Cadence軟件進(jìn)行PSS+Pnoise仿真,設(shè)置斬波頻率為10 kHz,結(jié)果如圖8所示,加入斬波開(kāi)關(guān)后,噪聲被調(diào)制到了斬波頻率的奇數(shù)倍,分別在30 kHz、50 kHz、70 kHz等,低頻處的噪聲降低到110 μV/sqrt(Hz),顯然地,斬波開(kāi)關(guān)達(dá)到了降低低頻噪聲的效果,使得放大器以及其Sigma-Delta調(diào)制器能夠適用于低頻頻域。

    圖8 等效輸出噪聲結(jié)果圖

    另外使用Cadence軟件加入IPRBO進(jìn)行stb共模仿真,可以得到A1的增益為48.48 dB,相位裕度61.25°,A2的增益為55.77 dB,相位裕度41°,開(kāi)關(guān)電容共模反饋的增益47 dB。由此發(fā)現(xiàn)無(wú)論是開(kāi)關(guān)電容共模反饋還是連續(xù)時(shí)間共模反饋都能夠達(dá)到放大器的設(shè)計(jì)需要,實(shí)現(xiàn)放大器更高效的性能,只不過(guò)會(huì)因?yàn)樽陨韮?yōu)缺點(diǎn)的限制應(yīng)用范圍不同。

    3 結(jié)束語(yǔ)

    本文利用增益增強(qiáng)技術(shù)、斬波穩(wěn)定技術(shù)和共模反饋設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用增益增強(qiáng)技術(shù)和斬波穩(wěn)定技術(shù)的全差分折疊式共源共柵運(yùn)算放大器?;赟MIC55nm工藝的基礎(chǔ)上,在3.3 V的電源電壓下,其增益達(dá)到116.9 dB,單位增益帶寬可達(dá)355 MHz。該放大器采用增益增強(qiáng)技術(shù)中加入了兩個(gè)輔助運(yùn)放,共模反饋也采用傳統(tǒng)的開(kāi)關(guān)電容反饋,電路結(jié)構(gòu)相對(duì)比較簡(jiǎn)單,但是能夠達(dá)到增益117 dB和單位增益帶寬355 MHz的結(jié)果。加入斬波穩(wěn)定開(kāi)關(guān),實(shí)現(xiàn)濾除低頻噪聲的效果,避免了低頻處噪聲影響系統(tǒng)輸出精度的問(wèn)題。相比其他論文研究,本文的放大器設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,但是性能卻能夠達(dá)到很高的效果,符合高增益放大器的設(shè)計(jì),能夠廣泛應(yīng)用于Sigma-Delta調(diào)制器,達(dá)到用簡(jiǎn)單和低成本達(dá)到高精度和高標(biāo)準(zhǔn)。

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