減緩配電網(wǎng)沖擊的超級電容儲能站充電技術

凡紹桂， 段建東， 趙 克， 國海峰， 孫 力

（哈爾濱工業(yè)大學， 哈爾濱 150001）

0 引言

隨著城鎮(zhèn)化進程的加快， 城市交通壓力越來越大。 輕軌電車、 “智軌”電車等新能源公共交通工具的廣泛應用， 在減少空氣污染的同時， 有效減輕了城市交通壓力。 公共交通電車的儲能裝置主要采用鋰電池儲能系統(tǒng)和超級電容儲能系統(tǒng)，與鋰電池儲能系統(tǒng)相比， 超級電容儲能具有以下優(yōu)點[1]：

（1）循環(huán)壽命長， 正常使用情況下循環(huán)壽命大于100 萬次。

（2）工作溫度范圍寬（-40 ℃～+70 ℃）， 適用于高寒地區(qū)。

（3）充放電電流大， 可用于吸收回饋制動的能量， 提高電車運行效率。

基于這些優(yōu)點， 超級電容電車將在城市公共交通中得到廣泛應用。

由于超級電容儲能系統(tǒng)能量密度較低， 每隔幾千米或十幾千米需要對基于超級電容儲能的電車充電。 為了減少電車?？繒r間， 要求充電時間短， 一般為幾十秒， 這就需要充電站具有較大的充電功率。 目前工程應用的充電站為整流式充電站， 如圖1 （a） 所示。 充電站采用10 kV 電網(wǎng)供電， 先經(jīng)過多脈波整流變壓器產(chǎn)生移相電壓， 再進行多脈波整流， 將交流電轉(zhuǎn)換為直流電， 最后通過DC/DC 變換器為超級電容電車充電。 該充電站需要10 kV 專用電網(wǎng)， 采用兆瓦級工頻變壓器，體積較大， 且充電時對配電網(wǎng)沖擊較大。 為解決整流式電站存在的對城市配電網(wǎng)的大負荷短時沖擊問題， 有研究者提出了基于超級電容預儲能的電車充電站[2]， 如圖1（b）所示。 采用380 V 交流電供電， 經(jīng)PWM（脈沖寬度調(diào)制）整流后變?yōu)橹绷麟姡?再采用隔離DC/DC 變換器為充電站超級電容組充電， 充電功率較小。 與整流式充電站相比，基于超級電容儲能的充電站對配電網(wǎng)無沖擊， 且不需要10 kV 專用電網(wǎng)， 具有功率因數(shù)高、 高頻變壓器體積小等優(yōu)點。 基于超級電容儲能的充電站需要對充電站的超級電容組預充電， 本文將研究預充電的充電拓撲以及充電策略。

圖1 2 種電車充電站結構

1 充電站超級電容組充電拓撲及運行分析

1.1 充電站超級電容組充電拓撲研究

基于超級電容預儲能的電車充電站， 采用三相四線PWM 整流裝置實現(xiàn)單位功率因數(shù)整流?？紤]到安全性， 采用隔離DC/DC 變換器將超級電容組與電網(wǎng)電氣隔離。 提高開關管頻率能夠有效減小高頻變壓器體積， 而低電壓等級的開關管具有較高的工作頻率。采用隔離三電平DC/DC 變換器拓撲， 使開關管電壓應力減小為直流母線電壓的一半[3]， 可以選用低電壓等級開關管， 從而提高變換器開關頻率， 減小高頻隔離變壓器體積。 充電站超級電容組充電拓撲如圖2 所示。

圖2 充電站超級電容組充電拓撲

充電站超級電容組充電拓撲為2 級結構， 前級為PWM 整流裝置， 實現(xiàn)復雜電網(wǎng)條件下的單位功率因數(shù)整流， 將交流電變換為直流電； 后級隔離三電平DC/DC 變換器為超級電容組充電。采用三相四線制PWM 整流器， 為隔離三電平DC/DC 變換器提供2 路串聯(lián)相等的電壓。 隔離三電平DC/DC 變換器能夠有效減小開關管電壓應力， 提高開關頻率， 且開關管能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓軟開關[4]，進一步提高開關管頻率。 開關頻率的提高能夠有效減小高頻變壓器體積。

1.2 基于超級電容預儲能的充電站運行分析

基于超級電容預儲能的電車充電站運行為：在電車進站前， 為充電站超級電容組預充電； 當電車進站后， 將充電站超級電容組能量通過大功率非隔離DC/DC 變換器轉(zhuǎn)移至車載超級電容組，并將車載超級電容組充滿。 由于電車在不同負載下剩余電荷不同， 因此在電車充電后， 充電站超級電容組剩余電荷量不同。 圖3 給出了電車充電后超級電容組SOC（荷電狀態(tài)）。 如圖3（a）所示，電車負荷較大時， 電車充電前剩余電荷量較小，充電后充電站電容組剩余電荷量較?。?如圖3（b）所示， 電車負荷較小時， 電車充電前剩余電荷量較大， 充電后充電站電容組剩余電荷量較大。

電車每次充電前， 應將充電站的超級電容組充至滿電， 以適用于不同的電車負荷。 充電站超級電容組預充電方式主要分為最大電流充電與連續(xù)電流充電2 種， 如圖4 所示。

圖3 電車充電后超級電容組SOC

圖4 充電站超級電容組充電方式

最大電流充電方式如圖4（a）所示， 時間（t0～t2）， （t3～t5）為充電站超級電容組預充電階段， 采用最大充電電流Iomax為其充電； 時間（t2～t3）， （t5～t6）為電車進站， 充電站超級電容組的能量轉(zhuǎn)移至車載超級電容組。 由于采用最大電流為充電站超級電容組預充電， 在電車進站前， 充電站超級電容組被充滿， 充電裝置停止運行， 此時充電電流為間歇式。 連續(xù)電流充電方式如圖4（b）所示， 時間（tt0～tt1）， （tt2～tt3）為充電站超級電容組充電階段， 時間（tt1～tt2）， （tt3～tt4）電車進站， 充電站超級電容組的能量轉(zhuǎn)移至車載超級電容組。 充電站超級電容組在充電過程中， 充電電流連續(xù)。

最大電流充電方式下充電電流為間歇式， 充電站超級電容組充滿后需要關停充電裝置。 該充電方式存在兩方面問題： 首先充電功率為間歇式，對電網(wǎng)沖擊較大； 其次需要反復的關停充電裝置，而PWM 整流裝置在啟動過程中存在過電流問題。而連續(xù)電流充電方式不存在這些問題， 充電功率平穩(wěn)且不用反復關停充電裝置。

2 充電站超級電容組充電控制策略

超級電容組充電裝置由PWM 整流器與隔離三電平DC/DC 變換器兩部分組成。為增強對電網(wǎng)的適應性， PWM 整流裝置應實現(xiàn)不平衡電網(wǎng)下的單位功率因數(shù)整流。 先以PWM 輸出的2 路串聯(lián)相等的電壓作為三電平DC/DC 變換器輸入，然后再控制DC/DC 變換器輸出電流為超級電容組充電。 充電控制策略總體框圖如圖5 所示，PWM 整流器實現(xiàn)輸出電壓閉環(huán)控制， 輸出電容電壓差均衡控制， 而DC/DC 變換器實現(xiàn)輸出電流閉環(huán)控制。

圖5 預充電控制策略總體框圖

2.1 三相四線PWM 整流器控制策略

三相四線PWM 整流器數(shù)學模型已在文獻[5]中進行了詳細介紹。 不平衡電網(wǎng)下， PWM 輸出電壓會產(chǎn)生二倍頻波動， 可采用正負序分離方法分別對正、 負序dq 軸分量進行控制， 抑制輸出電壓波動。 同時零序分量由輸出電容電壓差控制，三相四線制PWM 整流器控制框圖如圖6 所示。

圖6 三相四線PWM 整流器控制框圖

如圖6 所示， 輸出電容電壓差控制環(huán)路獨立于功率控制環(huán)， 輸出電容電壓差控制系統(tǒng)的給定為0， 經(jīng)PI 閉環(huán)控制后產(chǎn)生零序電流給定信號，經(jīng)零序電流閉環(huán)后產(chǎn)生零序電壓給定信號。 直流母線電壓uDC經(jīng)PI 調(diào)節(jié)器閉環(huán)后， 產(chǎn)生直流電流給定信號， 再與直流電壓給定信號相乘得到有功功率給定信號。 不平衡電網(wǎng)下， 正、 負序電壓電流產(chǎn)生的功率[6]為：

由式（3）可知， 除了功率給定， 需要得到電網(wǎng)電壓dq 軸分量， 才能得到電流dq軸給定值。 在電壓檢測過程中， dq 軸分量互相影響， 含有二倍頻振蕩。 一種簡單的方法是通過添加陷波器消除二倍頻振蕩[7]， 但是陷波器減小了系統(tǒng)相角裕度， 使系統(tǒng)穩(wěn)定性變差。 本文采用正負序解耦合電壓檢測方法。 電網(wǎng)電壓的dq 軸分量可以表示為：

式中： ω 為鎖相環(huán)得到的電網(wǎng)電壓矢量角頻率。

根據(jù)式（4）得到電網(wǎng)dq 軸分量檢測方法， 如圖7 所示。 先由LPF（低通濾波器）濾波得到dq 軸分量平均值， 再利用該平均值對交流量進行解耦， 從而有效減小輸出平均值振蕩。 從衰減交流信號以及快速性綜合考慮， LPF 截止頻率可以選為。 電網(wǎng)電流正負序dq 軸分量檢測方法同電壓檢測方法。

圖7 電網(wǎng)電壓正負序dq 軸分量電壓檢測方法

如圖6 所示， 正負序電流經(jīng)dq 軸解耦后，經(jīng)PI 調(diào)節(jié)器閉環(huán)控制， PI 調(diào)節(jié)器設計方法在文獻[8]中已詳細介紹。 電流閉環(huán)控制后得到dq 軸電壓控制信號， 再經(jīng)式（6）的變換將dq 軸控制電壓變換至αβ 軸。 零序電壓控制信號由輸出電容電壓差控制環(huán)路得到。 根據(jù)αβ0 軸電壓給定產(chǎn)生三相PWM 驅(qū)動信號Sabc。

2.2 超級電容組充電電流控制策略

采用隔離三電平DC/DC 變換器為超級電容組充電， 因此對該變換器采用輸出電流閉環(huán)控制策略。 采用狀態(tài)空間平均法對隔離三電平DC/DC變換器建模， 得到變換器穩(wěn)態(tài)工作點為VSC=DuDC/2n， 占空比至輸出電流的傳遞函數(shù)為：

式中： n 為變壓器變比； uDC為輸入直流母線電壓； Lo為輸出濾波電感。

隔離三電平DC/DC 變換器的輸出電流經(jīng)PI調(diào)節(jié)器閉環(huán)控制的框圖如圖8 所示， 其中Gfi（s）為電流采樣的傳遞函數(shù)； Ts為PWM 周期。 可采用工程設計法[9]對PI 調(diào)節(jié)器進行設計， 將系統(tǒng)設計為典型Ⅱ型系統(tǒng)。

圖8 輸出電流閉環(huán)控制框圖

為實現(xiàn)超級電容組連續(xù)電流充電， 需要對超級電容組SOC 進行估計。 在功率應用中， 超級電容組模型可以采用一階RC 模型等效[10]， 如圖9 所示。 圖中Resr為等效串聯(lián)內(nèi)阻，C=C0+ku 隨電容電壓u 變化。 根據(jù)圖9 所示模型， 得到超級電容組的SOC 如式（8）所示：

圖9 超級電容組等效電路模型

考慮到有軌電車充電時間間隔固定， 可以假設電車充電時間間隔已知， 為時間t。 電車充電完成后，充電站超級電容組SOC 可以估計出SOCInitial，而在電車下次充電前， 充電站超級電容組應達到額定SOCN=100%的狀態(tài)， 則可以計算出充電電流如式（9）所示， 計算的電流值作為DC/DC 變換器輸出電流給定， 即可實現(xiàn)連續(xù)的充電電流。

式中： SOCN為充電站超級電容組額定SOC；SOCInitial為電車充電完畢后充電站超級電容組SOC；t 為電車充電時間間隔。

3 仿真驗證

采用MATLAB Simulink 仿真實驗對本文研究的充電站超級電容組充電策略進行驗證。 三相四線制PWM 整流器主要參數(shù)如表1 所示， 隔離三電平DC/DC 變換器主要參數(shù)如表2 所示。采用相電壓為220 V 的三相交流為充電站超級電容模組充電， 超級電容組的額定工作電壓為700 V，額定容值為25 F， 電車充電時間為30 s， 充電時間間隔為300 s。

表1 三相四線制PWM 整流器主要參數(shù)

表2 隔離三電平DC/DC 變換器主要參數(shù)

3.1 三相四線制PWM 整流仿真驗證

主要驗證PWM 整流器在不平衡電網(wǎng)下， 單位功率因數(shù)整流性能、 輸出電壓二倍頻紋波抑制性能以及輸出電容電壓均衡性能。 仿真過程中，負載為28 kW 時， 在0.4 s 時電網(wǎng)變?yōu)椴黄胶?，電網(wǎng)電壓由三相對稱相電壓有效值220 V 突變?yōu)閡a=220 V， ub=154 V， uc=88 V。 B 相電壓、 電流波形如圖10 所示。 電流與電壓同相位， 在0.4 s 時刻，B 相電壓由峰值311 V 突變至峰值218 V。 電壓突變后， B 相電流經(jīng)過2 個周期動態(tài)調(diào)整， 重新與B 相電壓同相位。 B 相電流峰值電壓跌落前為67 A， 跌落后為83 A。

圖10 B 相電壓、 電流波形

電網(wǎng)電壓變化前后的三相電流波形、 輸出電容電壓差波形以及輸出電壓波形如圖11 所示。輸出電容差在電網(wǎng)電壓對稱情況下被閉環(huán)為0，在電壓不對稱后， 輸出電容差存在低頻波動， 但是波動幅值小于1 V。 在電網(wǎng)電壓突然變化后，輸出電壓突降至1 457 V， 在0.02 s 后恢復至1 500 V。 仿真波形說明PWM 整流器控制策略正確， 能夠輸出滿足要求的穩(wěn)定電壓。

圖11 PWM 整流主要波形

3.2 隔離三電平DC/DC 變換器仿真驗證

隔離三電平DC/DC 變換器直接為超級電容組充電， 主要通過仿真驗證其輸出電流控制性能以及輸出電流給定的正確性。 圖12 為輸出電流動態(tài)響應波形， 在5 s 時輸出電流給定由20 A 變?yōu)?0 A， 輸出電流動態(tài)調(diào)整時間為20 ms， 且在動態(tài)調(diào)整過程中無超調(diào)。 充電站對充電電流響應速度不是很敏感， 可以設計為無超調(diào)系統(tǒng)， 以保證動態(tài)調(diào)整過程中不會出現(xiàn)過電流現(xiàn)象， 從而確保充電站安全。 圖13 為2 個充電站超級電容組2 個充電過程的主要波形， 其中SOC 為超級電容組荷電狀態(tài)； Io_ref為根據(jù)式（9）計算的充電電流的給定； iSC為超級電容輸入輸出電流； uSC為超級電容組端電壓。 0～300 s 為第一個充電過程， 充電初始荷電狀態(tài)為SOCInitial=58.6%， 根據(jù)式（9）計算出充電電流為21.7 A； 在300 s 時， 超級電容組SOC 充電至100%。 采用350 A 電流對電容組放電30 s， 以此模擬電車充電過程。 在330 s 時， 電車充電結束， 電容組荷電狀態(tài)變?yōu)镾OCInitial=37.5%，根據(jù)式（9）計算出充電電流為32.8 A； 在630 s 時，超級電容組SOC 充電至100%。 在充電過程中電流連續(xù)， 不存在反復啟停充電設備的情況。 以上仿真實驗說明根據(jù)SOC 計算充電電流的充電策略是正確的。

圖12 輸出電流動態(tài)響應波形

圖13 車站超級電容組充電過程主要波形

4 結語

本文對基于超級電容預儲能的電車充電站電容組充電策略進行研究， 首先， 研究了充電裝置拓撲結構； 其次分別研究了三相四線制PWM 整流器的控制以及隔離三電平DC/DC 變換器的輸出電流控制策略。 通過采用正負序電流分別閉環(huán)控制， 使PWM 整流器在不平衡電網(wǎng)下能夠輸出低脈動電壓。 同時研究了輸出電容電壓差閉環(huán)控制策略， 使2 個輸出電容電壓均衡， 為后級隔離三電平DC/DC 變換器提供2 個平衡的電壓。 基于SOC 的電流給定策略， 采用電流輸出閉環(huán)控制隔離三電平DC/DC 變換器為超級電容組充電， 使充電電流連續(xù)， 對配電網(wǎng)無沖擊， 且不存在反復啟停充電設備情況。 Simulink 仿真實驗驗證了本文所提充電策略的正確性和有效性。