一種新型高精度的RC振蕩器設(shè)計(jì)

張明文，尹勇生，鄧紅輝

（1.武夷學(xué)院 機(jī)電工程學(xué)院，福建 武夷山 354300；2.合肥工業(yè)大學(xué) 微電子所，安徽 合肥 230009）

目前芯片的功能越來越多，集成度越來越高，時(shí)鐘信號(hào)做為當(dāng)前很多芯片必不可少的組成部分[1]。時(shí)鐘可以用外部晶體振蕩器產(chǎn)生，也可以用片內(nèi)振蕩器來產(chǎn)生。但片外的晶體振蕩器，功耗較大，無法集成在芯片內(nèi)部[2]，成本較高，同時(shí)占用了PCB電路板的面積和芯片引腳。而RC振蕩器由于結(jié)構(gòu)簡單、易于CMOS工藝集成、功耗低等優(yōu)勢[3]而成為目前片內(nèi)集成振蕩器的首選。但同時(shí)RC振蕩器存在著頻率不穩(wěn)、易受電源電壓、工藝偏差和比較器延時(shí)干擾等問題[4]。

在分析傳統(tǒng)RC振蕩器的基礎(chǔ)上提出了一種改進(jìn)型的RC振蕩器，使其克服了頻率不穩(wěn)定、易受工藝偏差和比較器失調(diào)、延時(shí)影響等問題。

1 傳統(tǒng)的RC振蕩器及其工作原理

圖1 傳統(tǒng)RC振蕩器及其時(shí)序圖Figure 1 Traditional RC oscillator and its timing diagram

傳統(tǒng)的RC振蕩器結(jié)構(gòu)和時(shí)序圖[5]如圖1所示。主要利用電流源在電阻R和電容C上產(chǎn)生電壓，利用比較器比較其電壓，并周期性對(duì)電容進(jìn)行充放電來實(shí)現(xiàn)。具體工作原理如下：電路剛開始工作時(shí)假定VO為低電平，此時(shí)M1截止，電流I1在電阻R上產(chǎn)生VR=R*I1的電壓，電流I2對(duì)電容C充電產(chǎn)生VC電壓，當(dāng)VC電壓超過VR后比較器翻轉(zhuǎn)，輸出VO變?yōu)楦撸_關(guān)管M1導(dǎo)通，電容C通過M1開始放電，由于比較器失調(diào)和延時(shí)[6]的存在，輸出VO并不是立即翻轉(zhuǎn)，電容C會(huì)持續(xù)放電一段時(shí)間，VC電壓趨近于0，此時(shí)VO變?yōu)榈碗娖?，開關(guān)管M1關(guān)斷，電流I2開始對(duì)電容C充電。以上過程不斷重復(fù)，電路就是在這樣的循環(huán)中產(chǎn)生出振蕩的VO。其時(shí)序圖也見圖1，VR=R*I1為定值，電容電壓VC慢慢線性增加，在VC等于VR時(shí)由于比較器存在失調(diào)和延時(shí)，VO并不是立即翻轉(zhuǎn)，而是保持原狀態(tài)，直到VC電壓上升到VC=R*I1+VOS，其中為VOS比較器的失調(diào)電壓，這個(gè)時(shí)候VO才翻轉(zhuǎn)，比較器的失調(diào)電壓最終會(huì)轉(zhuǎn)化成總的延時(shí)時(shí)間，充電時(shí)間主要取決于電阻R、電容C的大小、電流I1和I2的比例和延時(shí)時(shí)間。VO翻轉(zhuǎn)后，M1開啟，電容C開始放電，放電時(shí)間取決于電容C的大小和M1晶體管所允許流過的電流大小。在一個(gè)振蕩周期中，其周期時(shí)間由充電時(shí)間tCharge、延時(shí)時(shí)間tdelay和放電時(shí)間tdisCharge組成[7]，其中為了表示方便，將tCharge表示為t1、延遲時(shí)間tdelay表示為t2和放電時(shí)間tdisCharge表示為t3。由圖1中可得式(1)、(2)：

電容的充電時(shí)間為：

由上式(2)可知在振蕩器的一個(gè)周期中，振蕩器的振蕩周期與電流I1、I2、電阻R的數(shù)值、電容C的數(shù)值、延時(shí)時(shí)間和放電時(shí)間都有關(guān)系。其中，放電時(shí)間又和電容C和M1晶體管有關(guān)。這樣，從總體來看，振蕩器的振蕩周期與電流I1、I2、電阻R的數(shù)值、電容C的數(shù)值、延時(shí)時(shí)間和M1晶體管有關(guān)。為簡化分析假定電流I1、I2成比例關(guān)系。這時(shí)振蕩器的振蕩周期只與電阻R的數(shù)值、電容C的數(shù)值、延時(shí)時(shí)間和M1晶體管有關(guān)。在振蕩器設(shè)計(jì)中，頻率是重要的指標(biāo)，而頻率和周期有關(guān)。為了保證頻率穩(wěn)定度，要做好這些器件參數(shù)的匹配、減小或者消除比較器的失調(diào)和延時(shí)、保證電阻R、電容C與M1晶體管的精度[8]。然而，1）在充電階段，需要電阻R和電容C產(chǎn)生電壓，在半導(dǎo)體工藝中，電阻R和電容C是兩種不同的器件，它們的特性是不相同的，要使兩者產(chǎn)生相同的電壓是很困難的；2）在振蕩器實(shí)際工作之間，振蕩器的翻轉(zhuǎn)主要靠比較器兩端電壓的差值來確定，這個(gè)差值又會(huì)受到比較器有限增益和失調(diào)電壓的影響；3）放電時(shí)間很容易受到開關(guān)管和電容的影響；4）電路內(nèi)產(chǎn)生的參考電壓又很容易受電源電壓和溫度的影響。以上四點(diǎn)容易造成RC振蕩器的頻率不穩(wěn)定。因此根據(jù)公式（2）和以上分析，傳統(tǒng)的振蕩器振蕩周期由充電時(shí)間tCharge、延時(shí)時(shí)間tdelay和放電時(shí)間tdisCharge三部分組成，三部分時(shí)間相互獨(dú)立又分別受不同的因素影響很難恒定，所以造成傳統(tǒng)的振蕩器振蕩頻率不穩(wěn)定?；诖吮疚奶岢鲆环N新的改進(jìn)型RC振蕩器，在新型振蕩中，將只有充電時(shí)間tCharge和放電時(shí)間tdisCharge兩部分組成，與延時(shí)時(shí)間tdelay沒有關(guān)系。其中，放電時(shí)間tdisCharge占大部分周期時(shí)間，充電時(shí)間tCharge只占小部分周期時(shí)間，這樣振蕩周期基本只受放電時(shí)間tdisCharge的影響，從而實(shí)現(xiàn)了振蕩頻率的穩(wěn)定。

2 改進(jìn)的新型RC振蕩器

改進(jìn)后的RC振蕩器結(jié)構(gòu)圖如圖2所示，主要由開關(guān)電容分壓模塊[9]、比較器、施密特觸發(fā)器、周期控制結(jié)構(gòu)和反相器組成。

圖2 改進(jìn)的RC振蕩器Figure 2 Improved RC oscillator

其工作原理如下：當(dāng)CK為0時(shí)，開關(guān)管M1、M2導(dǎo)通，等值的電容C1和C2開始通過電源電壓儲(chǔ)能，此時(shí)，M3和M4截止，Va輸出低電平，同時(shí)開關(guān)管M6導(dǎo)通，開始給電容C3充電，VC電壓開始上升，經(jīng)施密特觸發(fā)器和反相器整型后變成接近電源電壓的數(shù)值，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過Va，這時(shí)比較器反轉(zhuǎn)，輸出低電平，CK變?yōu)楦唠娖?，開關(guān)管 M3、M4和 M5導(dǎo)通，M1和 M2截止，電容C1和C2并聯(lián)往外輸出定值電壓，此時(shí)開關(guān)管M7導(dǎo)通，電容C3通過電阻R和M7開始放電，VC電壓不斷降低，經(jīng)施密特觸發(fā)器和反相器整型后變成接近0的數(shù)值，遠(yuǎn)低于Va，比較器反轉(zhuǎn)，輸出高電平。

2.1 開關(guān)電容分壓模塊

圖3 開關(guān)電容分壓模塊Figure 3 Switched capacitor voltage dividermodule

開關(guān)電容分壓模塊工作狀態(tài)如圖3所示，其中CK 為 0 即低電平時(shí)，M1、M2導(dǎo)通，M3、M4和 M5截止，開關(guān)電容分壓模塊可簡化為如圖3（a）所示，為儲(chǔ)能階段，儲(chǔ)存的總能量為Q=2*C*Vdd，C1=C2=C則每個(gè)電容儲(chǔ)存的能量為QC1=QC2=0.5*C*Vdd。當(dāng)CK為1即高電平時(shí)，M1、M2截止，M3、M4和 M5導(dǎo)通，開關(guān)電容分壓模塊可簡化為如圖3（b）所示，此時(shí)兩個(gè)電容C1、C2并聯(lián)向外提供電壓，其電壓值Va=0.5*Vdd，約為電源電壓的一半。

2.2 周期控制結(jié)構(gòu)

周期控制結(jié)構(gòu)見圖2，當(dāng)CK為0即低電平時(shí)，M6導(dǎo)通，M7截止，電容開始充電，VC電壓開始上升，當(dāng)超過施密特觸發(fā)器的觸發(fā)電平時(shí)，施密特觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)輸出低電平，經(jīng)反相器整形后輸出接近電源電壓的高電平Vb，此時(shí)Vb遠(yuǎn)高于Va，比較器翻轉(zhuǎn)，輸出低電平，CK變?yōu)楦唠娖?，M7導(dǎo)通，M6截止，電容通過電阻R和M7開始放電，這里電阻R的作用一是讓VC維持在一個(gè)比較大數(shù)值，二是延長電容C的放電時(shí)間，使傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)中時(shí)鐘信號(hào)的周期由充電和放電周期組成，變?yōu)榉烹姇r(shí)間占主要，充電時(shí)間只占很小的比例。由于充電和放電電流很難完全相等，所以充電和放電時(shí)間之和恒定是很困難的，但是保證一個(gè)電流一致是容易的。當(dāng)?shù)陀谑┟芴赜|發(fā)器的觸發(fā)電平時(shí)，施密特觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)輸出高電平，經(jīng)反相器整形后輸出接近地的電平Vb，此時(shí)Vb遠(yuǎn)于低Va，比較器翻轉(zhuǎn)，輸出高電平，CK變?yōu)榈碗娖?。在該結(jié)構(gòu)中，設(shè)流過M6的電流為ICharge，流過M7的電流為IdisCharge，則可得公式(3)

根據(jù)電荷守恒和式(3)，可得公式(4)

由式(3)和式(4)可得：

即在這種結(jié)構(gòu)中，最后的放電時(shí)間只和RC有關(guān)。據(jù)上面分析，tdisCharge遠(yuǎn)大于tCharge，我們按最后產(chǎn)生的時(shí)鐘信號(hào)為90%占空比，則時(shí)鐘信號(hào)周期T=tCharge+tdisCharge=1.11 RC。在本設(shè)計(jì)中，取 C3=1.5 pF，R=30 kΩ。

2.3 比較器和施密特觸發(fā)器

圖4 比較器和施密特觸發(fā)器結(jié)構(gòu)圖Figure 4 Comparator and schmitt flip-flop structure

本設(shè)計(jì)采用的比較器和施密特觸發(fā)器結(jié)構(gòu)[10,11]如圖4所示，比較器為傳統(tǒng)的P輸入兩級(jí)結(jié)構(gòu)。由于工藝制造偏差等因素，比較器會(huì)存在失調(diào)，由于本設(shè)計(jì)是低功耗設(shè)計(jì)，比較器的電流較小，所以比較器會(huì)存在延時(shí)，同時(shí)，延時(shí)還容易隨著電源電壓的變化而變化，失調(diào)和延時(shí)都會(huì)傳遞到比較器的輸出端，進(jìn)而都會(huì)影響時(shí)鐘信號(hào)的頻率穩(wěn)定度，而本設(shè)計(jì)的結(jié)構(gòu)則可以有效地抑制失調(diào)和延時(shí)的非理想因素影響。因?yàn)槿绻娐氛袷幊龅腃K信號(hào)受非理想因素影響，這種非理想性就會(huì)在Va上反映出來，同樣，這種非理想性也會(huì)傳遞到Vb上，Va、Vb做為比較器輸入端，兩者的非理想性就會(huì)相互抵消，從而減小非理想性的影響。

3 仿真驗(yàn)證

整個(gè)電路設(shè)計(jì)是基于tsmc 0.18μm CMOS 1.8 V工藝實(shí)現(xiàn)，其中，C1=C2=0.6 pF，C3=1.5 pF，R=30 kΩ。在Cadence spectre下仿真結(jié)果圖5-7和表1、2顯示：

圖5 RC振蕩器的Vout輸出圖Figure 5 Vout output diagram of RC oscillator

圖6 周期控制結(jié)構(gòu)Vc輸出波形圖Figure 6 Outputwaveform of periodic control structure Vc

圖7 開關(guān)電容分壓模塊的輸出波形圖Figure 7 Outputwaveform of switched capacitor voltage dividermodule

Corner仿真結(jié)果如下：其中電源電壓波動(dòng)10%，

表1 電路的仿真測試結(jié)果Table 1 Circuit simulation test results

表2 與參考文獻(xiàn)的比較Table 2 Comparisonswith references