窄帶物聯(lián)網(wǎng)中下行同步技術(shù)研究

唐苗苗 張啟超 周思源 譚國(guó)平

(河海大學(xué)計(jì)算機(jī)與信息學(xué)院 江蘇 南京 211100)

0 引 言

NB-IOT技術(shù)的中文全稱是窄帶物聯(lián)網(wǎng)技術(shù)。這項(xiàng)技術(shù)最早由3GPP標(biāo)準(zhǔn)組織在2015年9月的會(huì)議上提出并把它定義為一種新型的窄帶蜂窩通信技術(shù)[1]。3GPP組織在2016年6月的會(huì)議上對(duì)其標(biāo)準(zhǔn)核心部分的內(nèi)容進(jìn)行了完整的制定，并且對(duì)于NB-IOT性能部分標(biāo)準(zhǔn)的制定和一致性測(cè)試的標(biāo)準(zhǔn)制定，也是分別在2016年9月和2016年12月的會(huì)議上完成制定。物聯(lián)網(wǎng)業(yè)務(wù)實(shí)現(xiàn)的根本基礎(chǔ)就是事物之間的數(shù)據(jù)傳輸，不同的物聯(lián)網(wǎng)業(yè)務(wù)需求對(duì)于數(shù)據(jù)傳輸能力也存在不同程度上的要求[2]。根據(jù)這些業(yè)務(wù)要求可以把物聯(lián)網(wǎng)業(yè)務(wù)按照數(shù)據(jù)速率傳輸劃分為高、中、低三個(gè)等級(jí)，而LPWAN技術(shù)，正是物聯(lián)網(wǎng)業(yè)務(wù)應(yīng)用于低速率傳輸環(huán)境下的一種應(yīng)用。在低速率傳輸環(huán)境下應(yīng)用的技術(shù)，通常是以分組無線服務(wù)技術(shù)GPRS(General Packet Radio Service)進(jìn)行支撐[3]，因而出現(xiàn)產(chǎn)品成本較高普及率較低這一問題，然而NB_IOT技術(shù)的出現(xiàn)可以有效地解決上述問題。NB_IOT是一種新型的窄帶蜂窩通信技術(shù)，它從屬于低功耗廣域網(wǎng)這一技術(shù)范疇[4-5]。根據(jù)這項(xiàng)技術(shù)本身特性的實(shí)現(xiàn)，在同一基站控制的環(huán)境下，使用窄帶物聯(lián)網(wǎng)可以實(shí)現(xiàn)在接入數(shù)量上超越現(xiàn)有無線接入技術(shù)的50～100倍[6]，在一個(gè)扇區(qū)的范圍內(nèi)，可以支持10萬個(gè)設(shè)備的鏈接，可想而知NB-IOT這樣的強(qiáng)連接特性完全滿足未來物聯(lián)網(wǎng)領(lǐng)域?qū)τ诮尤朐O(shè)備數(shù)量的需求。NB-IOT的低功耗特性也正是眾多物聯(lián)網(wǎng)業(yè)務(wù)所迫切需求的一項(xiàng)重要指標(biāo)，設(shè)備功耗的極限縮小和續(xù)航能力的不斷提升，可以根據(jù)不同業(yè)務(wù)的具體需求調(diào)整使得續(xù)航能力延長(zhǎng)至幾年到幾十年不等。同為L(zhǎng)PWAN領(lǐng)域的低功耗廣域網(wǎng)技術(shù)，與LoRa相比，窄帶物聯(lián)網(wǎng)的優(yōu)勢(shì)在于它無需重新搭建網(wǎng)絡(luò)環(huán)境，射頻以及天線設(shè)備對(duì)于LTE系統(tǒng)來說基本上是可以復(fù)用的。因?yàn)檎瓗锫?lián)網(wǎng)很多功能都是基于LTE設(shè)計(jì)系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)現(xiàn)的，因此可以完全做到和LTE相兼容的特點(diǎn)，以中國(guó)移動(dòng)為例，它們的目標(biāo)就是在現(xiàn)有的LTE網(wǎng)絡(luò)環(huán)境下直接進(jìn)行窄帶物聯(lián)網(wǎng)環(huán)境的部署。NB-IOT的第三個(gè)特性是超強(qiáng)的覆蓋能力，相同環(huán)境參數(shù)的仿真比較發(fā)現(xiàn)，NB-IOT的覆蓋范圍和LTE對(duì)比擴(kuò)大了近100倍的區(qū)域范圍[7]。針對(duì)這一特性，對(duì)于物聯(lián)網(wǎng)應(yīng)用中的智慧農(nóng)業(yè)和公共設(shè)施建設(shè)等業(yè)務(wù)來說，NB-IOT是不二選擇。綜上所述，窄帶物聯(lián)網(wǎng)擁有多連接、低功耗和廣覆蓋這三大特征，若其模塊的生產(chǎn)成本上可以做出更進(jìn)一步的提升，將會(huì)是全世界物聯(lián)網(wǎng)設(shè)備上的最佳選擇。

同步技術(shù)對(duì)于任何數(shù)字通信系統(tǒng)來說都是非常重要的一個(gè)步驟，沒有精確的同步定時(shí)位置和正確的小區(qū)ID位置，就不能可靠地進(jìn)行通信系統(tǒng)間的數(shù)據(jù)傳輸，因此通信系統(tǒng)間的定時(shí)同步技術(shù)至關(guān)重要。在OFDM系統(tǒng)中，頻率選擇性寬帶信道被劃分為重疊且正交的非頻率選擇性窄帶信道，又因?yàn)镺FDM系統(tǒng)對(duì)于同步偏差十分敏感，當(dāng)定時(shí)位置出現(xiàn)偏差、頻率出現(xiàn)偏移或者小區(qū)ID定位錯(cuò)誤，都會(huì)對(duì)OFDM系統(tǒng)性能產(chǎn)生巨大的影響，因此定時(shí)同步技術(shù)成為OFDM系統(tǒng)最關(guān)鍵的技術(shù)之一。

1 下行同步技術(shù)簡(jiǎn)介

就通信系統(tǒng)來說，系統(tǒng)信息獲取過程是指UE通過下行同步信道獲得系統(tǒng)信息，因此下行同步技術(shù)可以用于進(jìn)行服務(wù)小區(qū)和相鄰小區(qū)的搜索，并得到接收信號(hào)緩沖區(qū)內(nèi)特殊無線幀開始的位置，頻率偏移信息和系統(tǒng)信息塊SIB(System Information Block)等內(nèi)容。當(dāng)UE從下行同步信道和下行廣播信道對(duì)PSS、SSS和SIB信號(hào)進(jìn)行處理，UE需要先獲取系統(tǒng)定時(shí)位置和小區(qū)標(biāo)識(shí)，然后和系統(tǒng)進(jìn)行同步，再對(duì)SIB信息進(jìn)行解碼，最終獲得接入系統(tǒng)所需信息。下行同步處理過程主要可以分為PSS同步過程和SSS同步過程，PSS同步過程主要包括PSS定時(shí)檢測(cè)過程和頻偏檢測(cè)過程，SSS同步過程主要包括SSS定時(shí)檢測(cè)過程和小區(qū)ID檢測(cè)。下行同步技術(shù)具體實(shí)現(xiàn)流程如圖1所示。

圖1 下行同步過程實(shí)現(xiàn)示意圖

1.1 PSS定時(shí)同步模塊

PSS信號(hào)處理模塊主要由接收信號(hào)緩沖區(qū)，定時(shí)檢測(cè)模塊和頻偏檢測(cè)模塊三個(gè)部分組成，處理順序如圖2所示。

圖2 PSS信號(hào)檢測(cè)示意圖

其系統(tǒng)設(shè)計(jì)中輸入信號(hào)為窄帶信號(hào)，根據(jù)同步信號(hào)的幀結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)可知，一個(gè)RB包含12個(gè)可用子載波，每個(gè)子載波帶寬為1.562 5 kHz，窄帶同步信號(hào)實(shí)際帶寬為18.75 kHz。

(1)

(2)

1.2 PSS頻偏檢測(cè)模塊

圖3 PSS頻偏檢測(cè)模塊輸入輸出示意圖

由于射頻內(nèi)部的晶振間存在偏差，初始固定調(diào)頻波的頻率向兩側(cè)偏移，導(dǎo)致信號(hào)頻偏的產(chǎn)生，這個(gè)頻偏對(duì)于系統(tǒng)來說是一個(gè)未知量，為保證該模塊功能正常實(shí)現(xiàn)，因此把PSS頻偏檢測(cè)模塊分為兩個(gè)部分：頻偏假設(shè)部分和頻偏估計(jì)部分。頻偏假設(shè)模塊首先假設(shè)一個(gè)系統(tǒng)頻偏值，驗(yàn)證這個(gè)假設(shè)量是否逼近真實(shí)值，再重復(fù)上述假設(shè)過程，進(jìn)行若干次循環(huán)估計(jì)，最終估計(jì)得到一個(gè)粗頻偏值。頻偏估計(jì)模塊是根據(jù)相位變化計(jì)算出頻偏值，最后統(tǒng)一兩個(gè)模塊得到共同結(jié)果，計(jì)算得出精確的頻率偏差。本文研究的PSS頻偏檢測(cè)模塊實(shí)現(xiàn)步驟如下:先用頻偏假設(shè)模塊估計(jì)出一個(gè)初略的頻偏值，再對(duì)信號(hào)進(jìn)行去頻偏操作，此時(shí)系統(tǒng)信息中殘留頻偏較小，然后根據(jù)相位變化計(jì)算出頻偏值，經(jīng)過上述兩步操作，最終得出精確的頻偏值。

2 同步改進(jìn)算法介紹

在低信噪比條件下，為了提高下行同步技術(shù)的定時(shí)性能，本文首先介紹了兩種同步改進(jìn)算法：差分相關(guān)算法[8]，部分匹配濾波器原理PMF(Partial Matched Filter)和FFT模塊共同實(shí)現(xiàn)的PMF+FFT同步算法[9-10]，然后基于下行同步信道仿真平臺(tái)，使用同步改進(jìn)算法分別對(duì)PSS定時(shí)檢測(cè)模塊和PSS頻偏估計(jì)模塊改進(jìn)并實(shí)現(xiàn)，最后通過對(duì)比仿真，研究定時(shí)模塊的性能提升狀況。

2.1 差分相關(guān)算法

滑動(dòng)相關(guān)算法可以完成定時(shí)同步的功能操作，但是當(dāng)系統(tǒng)環(huán)境中存在頻率偏差時(shí)，該算法就會(huì)喪失定時(shí)同步功能。為解決上述問題，本文提出使用分段相關(guān)算法解決在大頻偏環(huán)境下定時(shí)同步的問題。實(shí)際上這種可以對(duì)抗頻偏影響的同步算法是以犧牲同步相關(guān)性為代價(jià)來提高抗頻偏特性的，因此在低信噪比環(huán)境下，定時(shí)同步的性能大大降低。

為了找尋一種可以適用于低信噪比環(huán)境下的同步算法，在分段相關(guān)算法的理論基礎(chǔ)上，提出一種名為差分累加的相關(guān)算法，具體實(shí)現(xiàn)原理是：分段相關(guān)得到M個(gè)相關(guān)結(jié)果后，將原先模方累加的計(jì)算替換成差分累加運(yùn)算，差分累積結(jié)果可以表示為：

(3)

該算法實(shí)現(xiàn)過程同分段相關(guān)算法類似，實(shí)現(xiàn)步驟如圖4所示。首先將本地PSS序列和對(duì)應(yīng)長(zhǎng)度的接收信號(hào)分成M段處理，然后每段序列對(duì)應(yīng)位置進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，得到M個(gè)相關(guān)值，再按照式(3)進(jìn)行差分運(yùn)算，保存相關(guān)峰值并滑動(dòng)位置循環(huán)上述計(jì)算步驟，最終通過比較找到最大相關(guān)峰以及對(duì)應(yīng)的信號(hào)起始位置。

圖4 差分相關(guān)算法原理框圖[8]

差分相關(guān)算法實(shí)現(xiàn)PSS定時(shí)同步模塊的步驟如下：

(4)

(5)

每次計(jì)算得到一個(gè)相關(guān)峰值，然后向后滑動(dòng)一個(gè)位置重復(fù)上述相關(guān)計(jì)算過程。

(6)

2.2 PMF+FFT同步算法

本節(jié)提出一種基于分段相關(guān)算法理論，改進(jìn)得到的同步算法。由于分段相關(guān)算法在低信噪比條件下，同步性能較差，因此需要研究一種可以適用于低信噪比條件下的定時(shí)同步算法。經(jīng)過查閱資料和文獻(xiàn)，得出一種利用部分匹配濾波器原理和FFT模塊共同實(shí)現(xiàn)的定時(shí)同步算法[9-10]。其中FFT模塊功能實(shí)現(xiàn)如下：

(7)

該算法實(shí)現(xiàn)過程同分段相關(guān)算法類似，實(shí)現(xiàn)步驟如圖5所示。首先將本地PSS序列和對(duì)應(yīng)長(zhǎng)度的接收信號(hào)分M段處理，然后每段序列對(duì)應(yīng)位置進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，從而得到M個(gè)相關(guān)值，再按照式(7)進(jìn)行N點(diǎn)FFT運(yùn)算，比較N個(gè)結(jié)果并得出最大值，記錄對(duì)應(yīng)的相關(guān)位置信息。滑動(dòng)位置并循環(huán)上述步驟，直至接收信號(hào)末尾，經(jīng)過比較最終找到最大相關(guān)峰和信號(hào)起始位置。

圖5 PMF+FFT算法原理框圖[8]

3 仿真結(jié)果

下行同步技術(shù)實(shí)現(xiàn)的第一步就是系統(tǒng)環(huán)境的搭建工作，首先進(jìn)行鏈路預(yù)算分析。本文參考Okmuram-Hata模型對(duì)電力無線專網(wǎng)系統(tǒng)覆蓋能力進(jìn)行理論計(jì)算[11-12]，因?yàn)樵撃Ｐ透鶕?jù)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)建立，提供的數(shù)據(jù)較為全面，應(yīng)用也較為廣泛，適用于150～1 920 MHz頻段,正好符合本文研究所在頻段。

以上過程是模擬系統(tǒng)環(huán)境計(jì)算路徑損耗，接下來對(duì)鏈路預(yù)算進(jìn)行分析。假設(shè)信號(hào)的發(fā)射功率為p(dBm),則下行同步接收機(jī)靈敏度為p-Δ(dBm)。假設(shè)信號(hào)占用的帶寬為π(dB·Hz)，接收端的噪聲系數(shù)設(shè)為ζ(dB),接收機(jī)對(duì)應(yīng)的噪聲功率為π+N0+ζ(dBm)，可知接收端最小接收信噪比SNR(Signal Noise Ratio)為Γ=(p-Δ)-(π+N0+ζ)(dB),即為系統(tǒng)中接收設(shè)備能夠工作的最小SNR，仿真信道參數(shù)設(shè)置參照表1。

表1 仿真信道參數(shù)設(shè)置

仿真平臺(tái)的信道處理流程如圖6所示。

圖6 仿真信道流程

窄帶物聯(lián)網(wǎng)中下行同步技術(shù)研究，搭建仿真平臺(tái)具體參數(shù)見表2。

表2 PSS定時(shí)檢測(cè)模塊和SSS定時(shí)檢測(cè)模塊仿真參數(shù)表

本文研究的信道模型都是基于農(nóng)村場(chǎng)景，就三種信道場(chǎng)景而言，在相同覆蓋范圍內(nèi)，發(fā)射功率等條件下，農(nóng)村場(chǎng)景產(chǎn)生的路徑損耗是最大的，因此就窄帶物聯(lián)網(wǎng)中下行同步技術(shù)研究課題而言，選擇最惡劣的新到環(huán)境進(jìn)行仿真研究室非常必要的。

仿真結(jié)果如圖7所示，在AWGN噪音環(huán)境，固定頻偏大小條件下，隨著SNR的降低，三種算法性能差異明顯。頻偏設(shè)置為1 ppm，當(dāng)SNR低于-8 dB時(shí)，基于分段相關(guān)算法的定時(shí)同步開始出現(xiàn)偏差；當(dāng)SNR低于-9 dB，基于差分相關(guān)算法的定時(shí)同步性能開始出現(xiàn)偏差；如圖8所示當(dāng)SNR低于-10 dB時(shí)，基于PMF+FFT算法的定時(shí)同步性能開始出現(xiàn)偏差。增加頻偏至4 ppm，分段相關(guān)算法的定時(shí)同步，當(dāng)SNR低于-4 dB時(shí)就會(huì)出現(xiàn)偏差；基于差分相關(guān)算法的定時(shí)同步，當(dāng)SNR低于-7 dB時(shí)就會(huì)出現(xiàn)偏差；基于PMF+FFT算法的定時(shí)同步模塊，當(dāng)SNR低于-10 dB條件下，定時(shí)位置開始出現(xiàn)偏差。

圖7 頻偏1ppm定時(shí)檢測(cè)值的RMSE

圖8 頻偏4ppm定時(shí)檢測(cè)值的RMSE

得出結(jié)論，基于PMF+FFT算法的PSS定時(shí)檢測(cè)模塊，在低信噪比環(huán)境下，定時(shí)同步的精確度明顯優(yōu)于其他兩種算法。

如圖9、圖10所示，在AWGN噪音環(huán)境，固定SNR條件下，隨著頻偏大小的增加，三種算法性能差異明顯。設(shè)置SNR分別為-9 dB和-10 dB，分段相關(guān)算法和差分相關(guān)算法均隨著固定頻偏值的增大，定時(shí)偏差也出現(xiàn)明顯增大，而基于PMF+FFT算法的定時(shí)同步過程沒有出現(xiàn)明顯的性能差異。

圖9 SNR=9 dB定時(shí)檢測(cè)值的RMSE

圖10 SNR=10 dB定時(shí)檢測(cè)值的RMSE

如圖11所示，在AWGN噪音環(huán)境，固定頻偏大小條件下，隨著SNR的降低，兩種算法在低信噪比條件下，性能差異明顯。頻偏設(shè)置為1 ppm時(shí)，當(dāng)SNR低于-9 dB，基于分段相關(guān)算法的頻偏檢測(cè)過程開始出現(xiàn)偏差。如圖12所示，當(dāng)SNR低于-10 dB，基于PMF+FFT算法的定時(shí)同步性能也開始出現(xiàn)偏差。當(dāng)頻偏增加至4 ppm時(shí)，兩種算法展現(xiàn)出的性能變化趨勢(shì)同1 ppm條件下基本一致，當(dāng)SNR低于-12 dB，頻偏越大，均方誤差值也會(huì)增大。在實(shí)際系統(tǒng)工作中，當(dāng)殘留頻偏小于23 Hz(0.1 ppm)時(shí)，可以正常完成下行同步所有過程，此時(shí)的殘留頻偏可忽略不計(jì)，因此這里取23 Hz為頻偏檢測(cè)過程的門限值。

圖11 頻偏1 ppm檢測(cè)估計(jì)值的RMSE

圖12 頻偏4 ppm檢測(cè)估計(jì)值的RMSE

得出結(jié)論，基于PMF+FFT算法的PSS頻偏檢測(cè)模塊，在低信噪比環(huán)境下，產(chǎn)生近1個(gè)dB的性能提升。并且本文改進(jìn)的頻偏檢測(cè)模塊，在較低信噪比環(huán)境下，可以準(zhǔn)確檢測(cè)出系統(tǒng)頻偏并去除。

如圖13、圖14所示，在AWGN噪音環(huán)境，固定SNR條件下，隨著頻偏大小的增加，分段相關(guān)算法頻偏檢測(cè)偏差高于后者，就變化趨勢(shì)來分析，兩種算法總體都是呈現(xiàn)平緩上升的趨勢(shì)，PMF+FFT算法實(shí)現(xiàn)的PSS頻偏檢測(cè)模塊較分段相關(guān)算法來說，上升趨勢(shì)較為平緩。

圖13 SNR=-12 dB頻偏估計(jì)值的RMSE

圖14 SNR=-13 dB頻偏估計(jì)值的RMSE

4 結(jié) 語

仿真結(jié)果如下：對(duì)于PSS定時(shí)檢測(cè)模塊，隨著系統(tǒng)信噪比的降低和頻偏值的增加，研究發(fā)現(xiàn)采用PMF+FFT算法產(chǎn)生的誤差最小，對(duì)比分段相關(guān)算法和差分相關(guān)算法，在相同條件下表現(xiàn)出顯著的性能提升。對(duì)于PSS頻偏檢測(cè)模塊，PMF+FFT算法比分段相關(guān)算法，在同步性能表現(xiàn)方面更加穩(wěn)定，且在實(shí)際系統(tǒng)工作區(qū)域內(nèi)性能提升了近1 dB。最終得出結(jié)論，PMF+FFT算法實(shí)現(xiàn)的下行同步過程性能較優(yōu)。