月球軌道超長波天文觀測微衛(wèi)星在軌數(shù)據(jù)預(yù)處理方法*

趙 飛，閻敬業(yè)，藍(lán)愛蘭1，，武 林

(1. 中國科學(xué)院 微波遙感技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗室， 北京 100190； 2. 中國科學(xué)院 國家空間科學(xué)中心， 北京 100190； 3. 中國科學(xué)院大學(xué)， 北京 100049)

微納衛(wèi)星具有重量輕、體積小、功能密度高及可組網(wǎng)等優(yōu)點(diǎn)[1]，在空間探測中正發(fā)揮越來越大的作用，超長波天文觀測是近期國內(nèi)外研究機(jī)構(gòu)關(guān)注的前沿之一。美國在早期繞月衛(wèi)星RAE-2的基礎(chǔ)上于2008年提出月基干涉儀DALI(dark age lunar interferometer)[2]； 歐洲空間局(European Space Agency, ESA)在2007年和2009年先后資助了FIRST項目[3]和DARIS(distributed aperture array for radio astronomy in space)項目[4]；荷蘭科學(xué)家也在2010年前后提出了月球軌道的分布式甚低頻射電天文望遠(yuǎn)鏡陣列[5]。與此同時，中國也開展了前期相關(guān)攻關(guān)工作，“嫦娥4號”月球軌道超長波天文觀測微衛(wèi)星計劃于2018年發(fā)射。微納衛(wèi)星雖然有諸多優(yōu)點(diǎn)，但其嚴(yán)格的資源限制使得對地數(shù)傳帶寬非常有限。

為了解決星地通信能力與低頻射電觀測大數(shù)量之間的矛盾，美國早期的繞月衛(wèi)星RAE-2硬件上選擇32個帶寬為20 kHz的子帶，實(shí)現(xiàn)了對32個子帶分時掃描觀測[6]；荷蘭提出的OLFAR計劃通過多相濾波將探測帶寬分為多個子帶，分時發(fā)送不同子帶的探測數(shù)據(jù)。然而，RAE-2和OLFAR都無法在有效帶寬內(nèi)靈活選取探測頻率，一定程度上損失了有潛在價值的科學(xué)數(shù)據(jù)，影響了儀器特定頻帶內(nèi)的探測靈敏度。

由于大數(shù)據(jù)量與數(shù)傳帶寬有限之間矛盾的存在，射電觀測微納衛(wèi)星需要在軌數(shù)據(jù)預(yù)處理實(shí)現(xiàn)原始數(shù)據(jù)壓縮提取，以便獲得若干關(guān)鍵頻點(diǎn)的時域數(shù)據(jù)，從而得到高靈敏度的干涉圖像。本文在RAE-2和OLFAR的基礎(chǔ)上，結(jié)合“嫦娥4號”月球軌道超長波天文觀測微衛(wèi)星任務(wù)自身特點(diǎn)，提出如下方案：采用可變參數(shù)超窄帶濾波方法，獲取有效帶寬內(nèi)多個子帶目標(biāo)數(shù)據(jù)；子帶帶寬極窄，可以實(shí)時傳輸有效帶寬內(nèi)從低頻到高頻多個特征子帶數(shù)據(jù)；子帶中心頻率可任意調(diào)節(jié)，具備覆蓋全關(guān)鍵頻點(diǎn)的能力。本文詳細(xì)闡述了在軌數(shù)據(jù)預(yù)處理的技術(shù)方案和實(shí)現(xiàn)方法，并進(jìn)行了仿真及驗證分析。

1 “嫦娥4號”月球軌道超長波天文觀測微衛(wèi)星

月球軌道超長波天文觀測微衛(wèi)星(Path finder of Discovering the Sky at the Longest wavelengths， DSL-P)是由兩顆微納衛(wèi)星構(gòu)成的二元射電干涉儀，由哈爾濱工業(yè)大學(xué)與中國科學(xué)院聯(lián)合研制，于2018年搭載CE-4中繼星發(fā)射。DSL-P工作頻率為1～30 MHz，將在電磁環(huán)境優(yōu)越的月球軌道背面開展超長波射電探測的探索性研究，進(jìn)行先期宇宙黑暗時代的探測。DSL-P將是世界首個繞月編隊超長波干涉儀，將為后期全面建設(shè)空間大規(guī)模超長波射電望遠(yuǎn)鏡陣列提供重要的理論與技術(shù)支撐，以及必要的先期工程驗證[7]。

DSL-P由A星和B星兩顆微納衛(wèi)星組成干涉儀，A星和B星都具備對地數(shù)傳能力，通信帶寬分別為1 Mbit/s，兩星之間亦具備通信能力，通信帶寬為1 Mbit/s。A星和B星分別具備3個獨(dú)立的觀測通道，每個觀測通道采樣率為80 MSPS，ADC有效位數(shù)為12.5 bit，每個干涉單元原始數(shù)據(jù)速率可達(dá)3 Gbit/s以上。因此，DSL-P急需在最大化提取有效科學(xué)數(shù)據(jù)的前提下，采用合理的在軌數(shù)據(jù)預(yù)處理方法減少數(shù)據(jù)量。

2 天文目標(biāo)信號特征

天文源射電輻射具有獨(dú)特特征，其自然輻射信號為寬譜信號，頻譜范圍可跨越幾個數(shù)量級，如圖1所示。通常認(rèn)為同一點(diǎn)源的輻射信號具有空間和時間的相干性。超長波天文觀測通常指30 MHz以內(nèi)的射電輻射觀測，是研究宇宙黑暗時代、再電離新紀(jì)元、系外星系、高能宇宙射線及太陽低頻活動特性的重要手段[8]。

圖1 高斯白噪聲及其頻譜Fig.1 Gaussian white noise and its spectrum

由于射電輻射寬頻譜的特點(diǎn)，在無任何物理變頻通道的情況下，針對任一子帶的欠采樣都會造成頻譜混疊；而直接高速采集放大器輸出，在數(shù)字端進(jìn)行原始數(shù)據(jù)預(yù)處理是比較理想的方案。

3 原始數(shù)據(jù)預(yù)處理方案

3.1 方案描述

為了探索未知領(lǐng)域，1～30 MHz全帶寬內(nèi)都具有潛在的科學(xué)價值。一方面，由于工程條件限制，DSL-P每顆衛(wèi)星分別下傳測量數(shù)據(jù)和同步標(biāo)志，相關(guān)處理運(yùn)算地面完成。另一方面，探測帶寬內(nèi)來自電子設(shè)備的電磁干擾極其嚴(yán)重，如圖2所示?；谝陨显?，在星地數(shù)據(jù)傳輸能力有限，無法獲取全部原始數(shù)據(jù)的情況下，需要設(shè)計一種原始數(shù)據(jù)預(yù)處理策略，以便最大化獲取有價值的探測數(shù)據(jù)。

圖2 DSL-P電磁干擾的實(shí)測結(jié)果Fig.2 Measured result of DSL-P electro-magnetic interference

原始數(shù)據(jù)預(yù)處理的多通道可變參數(shù)超窄帶濾波實(shí)現(xiàn)方案(如圖3所示)能鎖定有價值的觀測頻點(diǎn)，避開潛在的電磁干擾(Electro-Magnetic Interference, EMI)、射頻干擾(Radio Frequency Interference, RFI)等干擾，并可減小數(shù)據(jù)量，確保有效數(shù)據(jù)回傳地面。

圖3 原始數(shù)據(jù)預(yù)處理方案框圖Fig.3 Block diagram of the data preprocessing

10個可變參數(shù)超窄帶濾波通道構(gòu)成原始數(shù)據(jù)預(yù)處理的10個子帶，10個子帶并行運(yùn)行，子帶帶寬為1 kHz，子帶中心頻率可靈活選取。每個子帶經(jīng)數(shù)字下變頻至零中頻，然后多級濾波與抽取，有效降低了數(shù)據(jù)速率，通過修改數(shù)字下變頻本振可實(shí)現(xiàn)子帶中心頻率的選擇。

3.2 理論推導(dǎo)

假定目標(biāo)信號帶寬為Bf，該信號可認(rèn)為由若干個帶寬為Δfsub的子帶構(gòu)成，每個子帶的中心頻率為ωx。利用數(shù)字下變頻的方法將ωx降至0，子帶帶寬Δfsub內(nèi)攜帶的科學(xué)信息得以保留，由于采樣率銳減，從而保證數(shù)據(jù)量大幅降低。通過為每一個子帶設(shè)置不同的下變頻本振ω0，可任意選擇不同中心頻率的子帶。

數(shù)字下變頻后需要經(jīng)過多級濾波和抽取，將信號帶寬由Bf降至Δfsub，由此將帶寬Δfsub的子帶信號分離出來。處理過程的數(shù)學(xué)表述及子帶中心頻率ωx需要滿足的條件分析如下：用sinc函數(shù)[9]表示的帶寬Bf信號為

(1)

用于下變頻的單頻本振信號可表示為s2(t)=cos(ω0t)，采樣信號用沖擊信號[9]表征，則

(2)

全帶寬采樣后的時域信號的數(shù)學(xué)表示為

(3)

(4)

對應(yīng)的頻率表示方式為

(5)

δ(ω-nωs-ω0)]

(6)

其中，ωs為采樣角頻率。

為了將帶寬Δfsub的子帶信號分離，子帶帶寬Δfsub需滿足|ω0-ωx|<Δfsub，由式(5)和式(6)可知，信號sp1(t)和sp2(t)混頻落在第一奈奎斯特域內(nèi)的頻點(diǎn)有：ωx-ω0，-ωx-ω0，ωx+ω0和-ωx+ω0。FPGA實(shí)現(xiàn)過程中需要多次降采樣，以達(dá)到節(jié)省硬件資源的目的。第一次降采樣時，相鄰兩個頻帶內(nèi)信號不能混疊，其充分必要條件(ω0>ωx)為

(7)

(8)

其中，χ為第一次降采樣抽取因子。

在實(shí)際應(yīng)用中|ω0-ωx|<Δfsub?ω0,ωx<ωs，以上兩式(并考慮ω0<ωx的情況)可歸納為

(9)

當(dāng)ωs=80 MSPS，χ=32時，子帶中心頻率需滿足ωx(ω0)>1.25 MHz，此條件對子帶的選擇有指導(dǎo)意義。

3.3 技術(shù)實(shí)現(xiàn)

實(shí)現(xiàn)可變參數(shù)的技術(shù)手段為基于軟件無線電[10]的全數(shù)字化處理，在超長波射電干涉儀接收機(jī)的數(shù)字端進(jìn)行多級變頻和濾波等信號處理，實(shí)現(xiàn)數(shù)字化超窄帶濾波。由于中頻采樣和數(shù)字下變頻后，采樣率依然保持很高，無法直接使用FIR進(jìn)行濾波，需要用CIC(cascade integrator comb)和HB濾波器進(jìn)行大抽取因子抽取，從而降低數(shù)據(jù)速率，再由FIR進(jìn)行濾波整形，如圖4所示。

圖4 數(shù)據(jù)預(yù)處理單通道技術(shù)方案Fig.4 Technical scheme for single channel

在保留CIC濾波節(jié)約硬件資源、宜于大比例因子抽取[11]等優(yōu)勢的前提下，本方案中增加了半帶濾波器和FIR濾波器。一方面，半帶濾波器除了零點(diǎn)外，其余偶數(shù)點(diǎn)全為零，其實(shí)時處理只需一半的計算量，具有節(jié)約硬件資源且計算效率高的優(yōu)點(diǎn)，可用于2倍抽取前的濾波；另一方面，半帶濾波器可用FIR結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)，帶內(nèi)平坦度和矩形系數(shù)比較理想，適合用于CIC濾波抽取后的信號處理。FIR濾波器帶內(nèi)平坦度好、帶外抑制高，可對CIC濾波和抽取后的信號進(jìn)行整形濾波，進(jìn)而補(bǔ)償CIC濾波不夠平坦的通帶。

3.4 關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)

在軌數(shù)據(jù)預(yù)處理，通過可變參數(shù)超窄帶濾波，產(chǎn)生滿足星地通信帶寬需求的時域信號。兩星信號必須滿足統(tǒng)一的關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)，以確保相關(guān)性。關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)如表1所示。

表1 原始數(shù)據(jù)預(yù)處理關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)

圖4所示濾波抽取方案可實(shí)現(xiàn)超高抽取比濾波，并能保證通帶線性相位、帶內(nèi)平坦度及矩形系數(shù)等關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)。設(shè)計帶寬Δfsub=1 kHz，通過傳遞函數(shù)級聯(lián)仿真獲得幅頻特性和相頻特性曲線，如圖5所示。

由圖5可見，超窄帶梳狀濾波通道的3 dB帶寬為1 kHz，通帶相位線性度、帶內(nèi)平坦度和矩形系數(shù)良好，可以滿足工程需求。

圖5 單通道幅頻和相頻特性曲線Fig.5 Amplitude-frequency and phase-frequency characteristic of single channel

4 原始數(shù)據(jù)預(yù)處理方案驗證

4.1 MATLAB仿真驗證

10個超窄帶濾波變頻通道構(gòu)成原始數(shù)據(jù)預(yù)處理系統(tǒng)。對任一子帶進(jìn)行MATLAB仿真驗證的過程為：輸入信號首先進(jìn)行數(shù)字下變頻實(shí)現(xiàn)子帶選擇，下變頻本振通過數(shù)字控制振蕩器(Numerically Controlled Osillator, NCO)實(shí)現(xiàn)；然后依次使用CIC濾波、HB濾波和FIR濾波進(jìn)行多級濾波和抽取，確保超窄子帶內(nèi)技術(shù)指標(biāo)的有效性；預(yù)處理后采樣率由80 MSPS降低至2.44 KSPS，數(shù)據(jù)率大幅降低。

單通道仿真模型如圖6所示，圖1所示的高斯白噪聲經(jīng)80 MSPS數(shù)字量化后經(jīng)yin輸入，NCO用于產(chǎn)生數(shù)字下變頻本振fx，輸出信號yout子帶帶寬Δfsub=1 kHz。仿真系統(tǒng)在定點(diǎn)模式下運(yùn)行，充分考慮了截位量化對系統(tǒng)的影響。

圖6 Simulink仿真模型Fig.6 Simulation model based on Simulink

理論上，變頻濾波后輸出0～1 kHz為帶內(nèi)信號的，可以幾乎無衰減提取；1 kHz以上為帶外信號的，得到較大幅度抑制。輸出信號頻譜如圖7所示，其結(jié)果與理論分析完全一致。

圖7 仿真輸出Fig.7 Simulation output

4.2 FPGA板載驗證

在Virtex-4平臺上按圖3和圖6的結(jié)構(gòu)設(shè)計超窄帶梳狀濾波通道實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)預(yù)處理。在FPGA設(shè)計中，每一級濾波器都由FPGA內(nèi)部XtremeDSPTMSlices實(shí)現(xiàn)，除第一級CIC濾波器外，其余各級濾波器均可復(fù)用XtremeDSPTMSlices，從而極大地節(jié)省FPGA內(nèi)部資源。經(jīng)過優(yōu)化設(shè)計，10個子帶超窄帶梳狀濾波的實(shí)現(xiàn)總共只需要不超過50個XtremeDSPTMSlices，完全具備工程可實(shí)現(xiàn)性。

可變參數(shù)超窄帶濾波通道運(yùn)行在DSL-P數(shù)字接收機(jī)上，可通過修改本振時鐘f0選擇輸出子帶。下變頻本振通過NCO方式實(shí)現(xiàn)，其查找表為16 bit，運(yùn)行主頻為80 MHz，因此本振時鐘f0頻率可調(diào)步進(jìn)Δf0=19.531 25 kHz[12]。共設(shè)計10個3 dB帶寬1 kHz的超窄帶梳狀濾波通道。按照式(9)的條件，設(shè)置第1個超窄帶濾波接收通道本振初值(f0)1=1.503 906 25 MHz，設(shè)置第2個超窄帶濾波接收通道的本振初值(f0)2=4.726 562 5 MHz，第10個超窄帶濾波接收通道本振初值(f0)10=29.101 562 5 MHz，其他接收通道本振頻率初值在(f0)2和(f0)10之間等間隔分布。

通過信號源輸入頻率fx=4.726 MHz的正弦信號，圖8是超窄帶濾波輸出信號周期為1.775 1 ms的正弦波，與理論值1.777 8 ms基本一致(2.7‰的偏差)。

圖8 數(shù)字接收機(jī)單頻輸出Fig.8 Sinusoidal signal output from digital receiver

修改信號源輸出頻率，使信號源掃頻輸出，fx從26.346 000 MHz到26.349 000 MHz按對數(shù)周期規(guī)律變化，對超窄帶濾波梳狀濾波輸出端信號做256點(diǎn)快速傅里葉變換，如圖9所示。由于上述設(shè)計的變頻濾波通道并非正交接收系統(tǒng)，實(shí)際接收信號并不區(qū)分上下邊帶，上邊帶1 kHz帶寬內(nèi)和下邊帶1 kHz帶寬內(nèi)信號都被無差別接收，圖9中的上下邊帶帶寬一致，此種情況符合DSL-P的工程需求。信號源掃頻輸出時，不同頻率輸出幅度不盡相同，圖9也可反映出這一信息。

圖9 數(shù)字接收機(jī)掃頻輸出Fig.9 Scanning frequency signal output from digital receiver

5 結(jié)論

在微納衛(wèi)星對地數(shù)據(jù)傳輸能力有限的情況下，為了獲取盡可能多的科學(xué)數(shù)據(jù)，本文設(shè)計了一種超窄帶梳狀濾波方案，以實(shí)現(xiàn)原始數(shù)據(jù)預(yù)處理。10個原始數(shù)據(jù)預(yù)處理子帶并行工作，子帶帶寬1 kHz，子帶中心頻率可按19.531 25 kHz步進(jìn)任意調(diào)節(jié)；數(shù)據(jù)預(yù)處理后每一子帶都被下變頻到基帶，采樣率由80 MSPS降至2.44 KSPS，使原始數(shù)據(jù)星地傳輸成為可能。使用MATLAB對設(shè)計方案進(jìn)行了仿真驗證，最后在DSL-P數(shù)字接收機(jī)上運(yùn)行以上設(shè)計，在實(shí)際環(huán)境中驗證了設(shè)計的可行性。