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    寬帶通道合成噪聲位截斷設計研究

    2019-04-11 07:00:56
    火控雷達技術 2019年1期
    關鍵詞:波束寬帶時延

    張 宇

    (南京電子技術研究所 南京 210039)

    0 引言

    相控陣雷達一般有幾十個至幾千個接收通道。近年來,國外一些發(fā)達國家在寬帶數字陣列雷達方面,取得了許多技術上的突破性進展。國外已有一些采用數字波束形成技術的實驗系統(tǒng)和數字陣雷達系統(tǒng),主要包括:用于BMD(彈道導彈防御系統(tǒng)),可同時對目標進行跟蹤與分辨的寬帶數字陣雷達。該雷達采用大型陣列,以提高角度分辨率;采用寬帶技術以提高距離分辨率;用于SAR (合成孔徑雷達)成像的寬帶數字陣雷達;采用寬帶STAP(空時自適應處理)技術的機載或天基雷達; MIMO(多輸入多輸出)雷達和認知雷達;共用口徑的寬帶陣列,可同時應用于雷達系統(tǒng),通信系統(tǒng)和電子戰(zhàn)系統(tǒng)[1-7]。

    寬帶波束形成,受陣面孔徑、帶寬、掃描角度和帶內起伏等因素影響,不能再采用傳統(tǒng)窄帶相控陣雷達中的移相技術來實現,而必須采用數字時延補償來替代[8-10]。DBF(數字波束形成)需要完成海量數據匯集與并行乘法計算。為了獲得較高速率的數據通過率,加權處理一般采用FPGA(現場可編程門陣列)定點運算平臺。但是定點運算動態(tài)范圍較小,為了避免溢出,通常采用截位方法,可能降低計算的精度,本文針對寬帶定點運算進行研究,為寬帶數字陣列雷達工程化提供仿真支持。

    1 寬帶合成數學模型

    不失一般性,考慮信號波形sc(t)是載頻為fc的帶通LFM(線性調頻)信號:

    (1)

    用基帶復信號sZ(t)表示為:

    (2)

    其I,Q通道信號,分別表示為:

    sI(t)=L{cos(2πfct+kπt2)cos(2πfct)}=cos(kπt2)

    sQ(t)=L{cos(2πfct+kπt2)sin(2πfct)}=sin(kπt2)

    (3)

    其中L表示低通濾波。

    則復包絡sZ(t)為:

    (4)

    =cos(2πfc(t-τ)+kπ(t-τ)2)

    (5)

    (1)鼓勵企業(yè)兼并重組,淘汰落后產能,提高技術和裝備水平。發(fā)揮行業(yè)聯盟作用,開展聯盟企業(yè)座談會,互通信息、交流經驗、研究存在困難和問題及時的協(xié)調解決。

    (6)

    (7)

    =exp(-jkπ(t-τk)2)exp(-j2πfcτk)

    =sZ(t-τk)exp(-j2πfcτk)

    (8)

    對于窄帶信號,數字陣列可以采用基于相移處理的窄帶陣列波束形成方法。但對于寬帶信號,窄帶波束形成方法將導致寬帶波束方向圖出現頻域不一致性等問題,使得波束方向圖的主波束發(fā)生偏移和畸變,造成信號處理增益降低,因此必須對寬帶信號進行時延補償。

    2 工程實現分析

    假定寬帶相控陣雷達組件基本構成如圖1所示,組件內有8個數字接收通道,組件數字板中完成波束合成后,進行回波數據下傳。

    圖1 組件基本構成示意

    針對雷達AD(模數轉換)后簡化的數字處理流程如下圖,在寬帶波束合成采用多大位寬輸出對系統(tǒng)硬件資源影響較大,需評估截斷影響。采用以下處理流程仿真截斷噪聲位對信噪比的影響,處理流程如圖2。

    圖2 數字處理流程示意

    假設AD有效位14,經過DDC(數字下變頻),由于DDC中濾波器增益采取歸一化處理,增益為1,所以DDC輸出16位,其中有效位為低14位,高2位無效。因此認為經過DDC的濾波器后噪聲位寬仍保留4位。

    初級DBF如圖3所示,主要完成通道均衡、時延濾波和波束加權合成等處理??紤]通帶起伏5-6dB,幅頻響應模型如圖3,均衡濾波器輸入和輸出均為16位,則通道起伏對噪聲位影響為1位。時延濾波器增益也采取歸一化處理,幅頻響應模型如圖4,當輸入和輸出均為16位時,認為對噪聲位沒有影響。

    圖3 組件初級DBF處理

    圖4 均衡濾波前后幅頻響應變化

    圖5 時延濾波器幅頻響應

    初級DBF中波束合成完成8合1,設8個通道分別對應N行M列的面陣,行列間距都為d,俯仰角和方向角分別為θ、φ;權值提供的沿面陣行、列的陣內相移值分別為α、β;fd為多普勒頻率;wlxly代表通道(lx,ly),即lx行l(wèi)y列,所對應的幅度加權;As、Aw分別為接收信號和權值的量化幅度,則陣元接收信號和權值分別為:

    (9)

    Wlxly=Awwlxlye-j(lx·α+ly·β)

    (10)

    波束形成輸出為:

    (11)

    式(11)所表示的就是t時刻的波束形成的結果。合成幅度如下:

    (12)

    由式(12)可見,當波束指向與回波方向相同且2πfdt=kπ/2時,輸出的I或Q信號取得最大值。因此,在接收信號和權值的幅度一定的情況下,輸出的I/Q信號的最大值取決于各天線通道錐銷權的和值。

    假定陣列和波束錐銷值加權采用泰勒權,針對Aw量化幅度采用歸一化處理,那么8通道合一,噪聲位增加3位;考慮通道起伏的影響1位,綜合看,截斷成16位后,噪聲位可舍棄2位。

    3 仿真實驗

    假定雷達系統(tǒng)仿真參數如下:

    項目信號形式PRF(脈沖重復頻率)脈寬單幀駐留脈沖數占空比帶寬AD噪聲位備注參數LFM信號16k62.5μs120ms192010%180MHz4位

    仿真處理過程如下:

    1)產生高斯噪聲信號;

    2)在5000距離門處疊加目標回波;

    3)產生各天線單元接收回波;

    4)完成組件內8合1處理;

    5)完成DBF+DPC(數字脈壓)+PD(脈沖多普勒處理),DBF、DPC、PD均不加窗;

    6)完成目標SNR(信噪比)提取。

    針對8通道合成進行仿真研究。在該情況下DBF+DPC+PD處理理論得增益共9+34+32=75dB。

    3.1 仿真1

    針對單通道信噪比-62~-50dB,噪聲位保留1-8位的情況,相參積累后信噪比如下,可見噪聲位4位以上,信噪比損失可以忽略。

    圖6 不同信噪比仿真

    3.2 仿真2

    噪聲位保留1-8位,分別仿真單通道信噪比-62~-50dB,相參積累后信噪比如下,可見噪聲位3位以上,損失很小, 4位以上,信噪比損失可以忽略。

    圖7 不同噪聲位寬仿真

    綜合上述兩組試驗結果可以看出,針對寬帶通道合成噪聲位截斷設計,針對噪聲位保留1-8位時,分別仿真單通道信噪比-62~-50dB,相參積累后信噪比,可見噪聲位3位以上,損失很小,4位以上,信噪比損失可以忽略。

    4 結束語

    本文針對寬帶通道合成時定點計算截位進行仿真,通過比較不同信噪比和不同噪聲位寬時信號積累后的信噪比,具有工程應用參考價值。

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