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    一種基于傳統(tǒng)PI控制的PWM整流器新型雙閉環(huán)控制策略

    2019-03-31 09:54:52郎佳紅張為民馬振亞鄭詩(shī)程
    關(guān)鍵詞:閉環(huán)控制整流器控制策略

    郎佳紅,李 浩,張為民,舒 瑩,馬振亞,鄭詩(shī)程

    (1.安徽工業(yè)大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院,安徽馬鞍山243032;2.合肥為民電源有限公司,安徽合肥230000)

    三相電壓源型PWM(pulse width modulation)整流器(voltage-source rectifier,VSR)具有輸出電流畸變率小、可雙向流動(dòng)的能量、連網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)較高以及輸出側(cè)電壓調(diào)節(jié)范圍寬等優(yōu)點(diǎn),從而得到現(xiàn)代電力電子領(lǐng)域?qū)W者的重視,且在一些新興工業(yè)領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用,如綠色發(fā)電(風(fēng)力、光伏等)、不間斷電源(uninterruptible power supply,UPS)和新興混合動(dòng)力車充電站等[1-5]。三相PWM整流器中常用的控制方法為線性控制方法以及非線性控制方法,非線性控制理論的提出促使滑??刂?、模型預(yù)測(cè)控制以及無(wú)源控制等非線性控制方法應(yīng)用于整流器系統(tǒng)中,且使系統(tǒng)的各方面性能更佳[6-12]。傳統(tǒng)PI(proportional integral,PI)控制方法設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單,是最常用的線性控制方法,也是當(dāng)前技術(shù)比較成熟的控制方法之一,但其在兩相靜止坐標(biāo)系下很難完成對(duì)電壓交流量的無(wú)靜差跟蹤,且動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能較差?;W兘Y(jié)構(gòu)控制是一種非線性控制,應(yīng)用其控制PWM控制器可有效抑制諧波和負(fù)載波動(dòng)的干擾,具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、強(qiáng)魯棒性的優(yōu)點(diǎn),但因系統(tǒng)慣性和控制能量等因素,直流側(cè)電壓會(huì)產(chǎn)生抖動(dòng)[13-15]。

    為進(jìn)一步改善PI 控制方法的性能,楊勇等[16]提出直接功率控制策略(direct power control,DPC),即一種基于瞬時(shí)功率理論的PWM整流器控制策略,根據(jù)功率滯環(huán)比較器的實(shí)際輸出對(duì)照開(kāi)關(guān)表,進(jìn)而確定合適的矢量控制方法實(shí)現(xiàn)對(duì)有功功率和無(wú)功功率的解耦控制,該方法設(shè)計(jì)算法簡(jiǎn)單、動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能快速,但其所需的開(kāi)關(guān)頻率不恒定,對(duì)系統(tǒng)的采樣頻率要求很高,不利于系統(tǒng)穩(wěn)定;陳強(qiáng)等[17]提出了一種改進(jìn)型直接功率控制策略(direct power control,DPC),使用一種空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulse width modulation,SVPWM)方法實(shí)現(xiàn)對(duì)目標(biāo)電壓矢量的實(shí)時(shí)控制,該策略電流諧波畸變率較低及對(duì)直流側(cè)電壓的利用率較高,且其開(kāi)關(guān)頻率恒定,系統(tǒng)的穩(wěn)定性較好,但電網(wǎng)電壓角度信息不準(zhǔn)確、電網(wǎng)電壓出現(xiàn)畸變以及電網(wǎng)中諧波成分較多時(shí)對(duì)控制性能有很大影響,引起系統(tǒng)不穩(wěn)定。為降低電壓諧波以及電流紋波對(duì)磁鏈觀測(cè)的影響,程鵬等[18]提出了一種固定開(kāi)關(guān)頻率虛擬磁鏈定向DPC(VF-DPC)策略,但該策略存在積分漂移問(wèn)題,對(duì)電網(wǎng)電壓矢量定向的準(zhǔn)確度造成一定影響,其中PI和積分部分的引入使系統(tǒng)的跟蹤性能有所降低;王良凱等[19]設(shè)計(jì)了一種基于滑模變結(jié)構(gòu)PR控制的PWM整流器,有效解決了PI控制器在負(fù)載突變和起動(dòng)時(shí)對(duì)電流內(nèi)環(huán)參考指令跟蹤調(diào)節(jié)速度慢、存在靜態(tài)誤差等問(wèn)題。但在電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變時(shí),無(wú)法有效抑制電流擾動(dòng),電網(wǎng)側(cè)電流的總諧波失真(total harmonic distortion,THD)含量顯著增加[20-25]。支琴等[26]提出了一種基于比例積分諧振調(diào)節(jié)的光伏并網(wǎng)逆變器電流控制方法,當(dāng)電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變時(shí),該方法能有效抑制電流擾動(dòng),電網(wǎng)側(cè)電流THD含量較小,最終能達(dá)到并網(wǎng)的目的,但其使用的算法過(guò)于復(fù)雜,增加了系統(tǒng)的計(jì)算量。在此基礎(chǔ)上,文中以電壓型PWM整流器數(shù)學(xué)模型為基礎(chǔ),提出一種新型雙閉環(huán)控制策略,在傳統(tǒng)的控制策略基礎(chǔ)上增加電流指令計(jì)算的新方法,以期較好地解決傳統(tǒng)VSR電流閉環(huán)的矢量控制策略動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢和對(duì)抗干擾性能差的問(wèn)題。

    1 三相電壓源型PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及數(shù)學(xué)模型

    三相電壓源型PWM整流器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1。圖中:網(wǎng)側(cè)輸入電壓ea,eb和ec采用三相對(duì)稱無(wú)中性線連接方式;ia,ib和ic為三相輸入電流;L為濾波電感;R為交流側(cè)等效電阻;vdc為直流側(cè)輸出電壓;RL為直流側(cè)等效負(fù)載;iL為負(fù)載電流。為簡(jiǎn)化系統(tǒng)結(jié)構(gòu),假設(shè)所有功率開(kāi)關(guān)器件均為理想元件,開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)大于網(wǎng)側(cè)基波頻率。

    圖1 三相電壓源型PWM整流器主電路結(jié)構(gòu)Fig.1 Main circuit structure of three-phase voltage-source PWM rectifier

    三相電壓源型PWM整流器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為:

    其中sa,sb,sc各相橋臂開(kāi)關(guān)管的單極性二值邏輯狀態(tài),表達(dá)式為:sk=1 時(shí),VSR的上橋臂導(dǎo)通,下橋臂關(guān)斷;sk=-1時(shí),VSR的下橋臂導(dǎo)通,上橋臂關(guān)斷,(k ∈{a,b,c})。

    將PWM整流器由三相靜止坐標(biāo)系變換到兩相靜止坐標(biāo)系,其數(shù)學(xué)模型為:

    式中:eα,eβ為坐標(biāo)系下的網(wǎng)側(cè)電壓;iα,iβ為坐標(biāo)系下的網(wǎng)側(cè)電流;vα,vβ為坐標(biāo)系下的開(kāi)關(guān)管兩端電壓。vα,vβ與開(kāi)關(guān)狀態(tài)的關(guān)系可以表示為:

    由兩相靜止坐標(biāo)系αβ 經(jīng)Park變換到旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系dq 下的數(shù)學(xué)模型為:

    式中:ed,eq為相電壓;id,iq為相電流;sd,sq分別為開(kāi)關(guān)函數(shù)在dq 坐標(biāo)系下的變量。

    2 新型雙閉環(huán)控制策略

    如圖2所示,根據(jù)三相電壓源型PWM整流器的數(shù)學(xué)方程式,推導(dǎo)出兩相旋轉(zhuǎn)dq 坐標(biāo)系下的控制模型,在傳統(tǒng)PI控制的基礎(chǔ)上,加入電流指令計(jì)算模塊。以整流側(cè)的直流母線電壓為外環(huán),通過(guò)PI調(diào)節(jié),得到輸出有功功率的給定值Pref;將Pref和無(wú)功功率給定值Qref通過(guò)電流指令計(jì)算模塊得到有功電流指令值和無(wú)功電流指令值;再將和通過(guò)式(14)進(jìn)行解耦控制得到和;將和通過(guò)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換,轉(zhuǎn)換到兩相αβ 靜止坐標(biāo)系上并得到和;最后通過(guò)SVPWM產(chǎn)生六路PWM信號(hào)控制VSR運(yùn)行。

    圖2 三相電壓源型PWM整流器控制系統(tǒng)框圖Fig.2 Control system block diagram of three-phase voltage-source PWM rectifier

    2.1 電壓外環(huán)控制器的設(shè)計(jì)

    電壓外環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖3所示。電壓外環(huán)控制的目的是保持直流側(cè)電壓Udc穩(wěn)定。圖中:τv為電壓環(huán)采樣時(shí)間常數(shù);T 為電流內(nèi)環(huán)的采樣周期;Kv,Tv分別為電壓環(huán)PI控制器比例、積分系數(shù);m,θ 分別為VSR的調(diào)制比與開(kāi)關(guān)函數(shù)初始相位角;iL為負(fù)載電流擾動(dòng);Wci(s)為電流閉環(huán)函數(shù)。

    圖3 電壓外環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Structure diagram of voltage outer loop control

    Wci(s)其閉環(huán)函數(shù)表達(dá)式可近似為

    如圖3所示,0.75m cos θ 為時(shí)變系數(shù),對(duì)系統(tǒng)參數(shù)整定造成一定的影響。因VSR調(diào)制比m<1,時(shí)變系數(shù)0.75m cos θ <0.75,且因增益最大時(shí)其對(duì)VSR控制系統(tǒng)的影響最大,故用0.75取代時(shí)變系數(shù)進(jìn)行分析。在此基礎(chǔ)上忽略負(fù)載電流iL的影響,并且把電壓外環(huán)小慣性時(shí)間常數(shù)τv和電流閉環(huán)等效時(shí)間常數(shù)3T 相加,得到Tev=τv+3T。簡(jiǎn)化后的電壓控制結(jié)構(gòu)如圖4所示。

    圖4 簡(jiǎn)化后的電壓控制結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Structure diagram of simplified voltage control

    由圖4可知,其開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為

    由于典型Ⅱ型系統(tǒng)有較強(qiáng)的魯棒性,為了保持VSR直流側(cè)電壓穩(wěn)定運(yùn)行,文中采用典型的Ⅱ型方案,得到VSR表達(dá)式,為

    由式(7)得到中頻帶寬hv=Tv/Tev,為兼顧系統(tǒng)跟隨特性與抗干擾特性,取中頻帶寬hv=5,代入式(6)中,得PI控制器的系數(shù)Tv,Kv:

    此外,VSR 控制系統(tǒng)的截止頻率為

    當(dāng)τv=T 時(shí),Tv=hv(τv+3T)=20T,得到系統(tǒng)的截止頻率和頻帶寬度:

    2.2 電流指令計(jì)算模塊

    如圖2所示,Pref是電流指令計(jì)算模塊的有功功率輸入值,來(lái)自于電壓外環(huán)的輸出;Qref是電流指令計(jì)算模塊的無(wú)功功率給定值,此值常設(shè)定為0。VSR終端有功和無(wú)功功率的表達(dá)式為:

    其中ud,uq分別是電網(wǎng)側(cè)電壓的d軸分量和q軸分量。

    2.3 電流內(nèi)環(huán)控制器的設(shè)計(jì)

    其中Kp,Ki分別為PI控制器的比例、積分增益。將式(14)代入式(13)可得

    由式(15)可知,采用前饋控制可實(shí)現(xiàn)id,iq參數(shù)的解耦,且兩者具有相同的控制結(jié)構(gòu),故以q軸參數(shù)為例進(jìn)行分析設(shè)計(jì)。圖5為iq的電流內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)原理圖。其中KPWM為VSR等效增益。

    圖5 電流環(huán)結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Structure diagram of current loop

    實(shí)際系統(tǒng)中,ωL ?R(ω 為電流環(huán)截止頻率),因此可忽略電阻R的影響,電流內(nèi)環(huán)的簡(jiǎn)化結(jié)構(gòu)圖如圖6。

    圖6 電流內(nèi)環(huán)的簡(jiǎn)化結(jié)構(gòu)圖Fig.6 Simplified block diagram of current inner loop

    圖中,τ=Kp/Ki,若忽略電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)eq,其開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為

    為改善VSR的運(yùn)行性能,通常設(shè)置VSR中頻帶寬hi=τ/1.5T=5。典型的Ⅱ型系統(tǒng)關(guān)系式如式(17)

    當(dāng)中頻帶寬hi=5 時(shí),由式(17)可得Kp,Ki的表達(dá)式為

    3 仿真驗(yàn)證

    以傳統(tǒng)PI控制系統(tǒng)為基礎(chǔ),在MATLAB/Simulink環(huán)境下搭建新型雙閉環(huán)控制仿真模型,并分別在啟動(dòng)、切載及電壓變化的情況下對(duì)PWM整流系統(tǒng)交流側(cè)電流THD值、穩(wěn)態(tài)性能和動(dòng)態(tài)性能進(jìn)行對(duì)比分析。

    3.1 諧波含量

    兩種不同控制策略的電流諧波含量THD如圖7。由圖7可見(jiàn):在傳統(tǒng)PI控制策略下,由于內(nèi)環(huán)采用電流控制,可對(duì)電流進(jìn)行直接整定,因此諧波含量較小,在3.33%,基本滿足要求;采用新型雙閉環(huán)控制策略時(shí),因通過(guò)電流指令計(jì)算環(huán)節(jié)降低了直流電壓脈動(dòng),諧波含量較傳統(tǒng)PI控制有所減小,為1.15%。

    圖7 兩種控制策略下的電流諧波含量Fig.7 Current harmonic content under two control strategies

    3.2 正常工作

    圖8為0.1 s時(shí)刻系統(tǒng)啟動(dòng)時(shí)兩種不同控制策略的輸出電壓波形。由圖8可知:采用傳統(tǒng)PI控制策略時(shí),電壓出現(xiàn)超調(diào),并且輸出電壓到達(dá)穩(wěn)定值所需的時(shí)間較長(zhǎng),約0.05 s;采用新型雙閉環(huán)控制策略時(shí),輸出電壓到達(dá)穩(wěn)定值所需的時(shí)間較短,只需0.02 s,且無(wú)超調(diào),表明新型雙閉環(huán)控制策略可有效提高系統(tǒng)的響應(yīng)速度,使系統(tǒng)快速到達(dá)穩(wěn)定狀態(tài)。

    圖8 直流側(cè)電壓輸出波形Fig.8 Output waveform of DC side voltage

    3.3 電壓突升

    圖9為直流側(cè)給定電壓由720 V突然升至800 V時(shí)電壓的跟隨情況。由圖9可知,在電壓存在擾動(dòng)的情況下,傳統(tǒng)PI 控制策略的調(diào)節(jié)時(shí)間約21 ms,而新型雙閉環(huán)控制策略的調(diào)節(jié)時(shí)間為10 ms。相比于傳統(tǒng)PI控制策略,當(dāng)再次達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí),新型雙閉環(huán)控制策略可使系統(tǒng)獲得更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度,具有更好的抗干擾能力。

    圖9 直流側(cè)電壓突升后輸出電壓波形Fig.9 Output voltage waveform after DC side voltage surge

    3.4 負(fù)載突變

    圖10為0.2 s時(shí)刻負(fù)載由200 Ω突降到100 Ω和100 Ω突增到200 Ω的仿真波形。由圖10(a),(b)可知:采用傳統(tǒng)PI控制時(shí),系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢,直流電壓跌落明顯,約2 V;而采用新型雙閉環(huán)控制時(shí),系統(tǒng)不僅在額定負(fù)載時(shí)性能良好,且在負(fù)載突變時(shí)紋波脈動(dòng)也很小,直流電壓跌落較少,很快就能進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)。

    圖10 負(fù)載突變時(shí)直流電壓輸出波形Fig.10 Output waveform of DC voltage during load sudden change

    4 結(jié) 論

    以三相電壓源型PWM 整流器數(shù)學(xué)模型為基礎(chǔ),對(duì)傳統(tǒng)PI控制策略進(jìn)行改進(jìn),提出一種新型雙閉環(huán)控制策略。仿真結(jié)果表明,當(dāng)負(fù)載電阻和電壓發(fā)生突變時(shí),系統(tǒng)具有良好的動(dòng)態(tài)性能,從而克服了傳統(tǒng)PI控制策略動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢、穩(wěn)態(tài)性能較差及當(dāng)負(fù)載變化和電壓變化等擾動(dòng)時(shí)的抗干擾性能差等問(wèn)題。

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