一種用于BDS-3接收機(jī)工程實(shí)現(xiàn)的兩級B1C信號捕獲技術(shù)

顏舒琳，丁超

(青島杰瑞自動化有限公司, 山東 青島266061)

0 引 言

中國北斗三號衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)(BDS-3)發(fā)布了一種名為B1C的現(xiàn)代民用GNSS信號.與之前的B1I信號相比,它采用了更新穎的信號設(shè)計(jì)方法,用以滿足不斷增長的服務(wù)需求.這些方法包括用于增強(qiáng)衛(wèi)星信號之間的互相關(guān)性能的較長擴(kuò)展碼,用于加速比特同步過程的二次編碼,以及不攜帶數(shù)據(jù)信息以提高捕獲靈敏度的導(dǎo)頻分量.雖然信號的新設(shè)計(jì)方法可改善信號捕獲性能,但同時帶來了一系列問題,使信號捕獲技術(shù)的實(shí)現(xiàn)更加困難.為此,在設(shè)計(jì)新型北斗接收機(jī)的捕獲技術(shù)時,需考慮三大問題.

1)符號翻轉(zhuǎn)問題

基于快速傅里葉變換(FFT)的快速捕獲技術(shù)在當(dāng)前接收機(jī)實(shí)現(xiàn)中非常流行.與常見的串行搜索捕獲技術(shù)相比,它可以大大加快搜索速度,并且易于在接收機(jī)硬件和軟件中實(shí)現(xiàn). 基于FFT的捕獲方法等效于循環(huán)相關(guān)技術(shù),故在積分周期內(nèi)發(fā)生的符號翻轉(zhuǎn)會引起捕獲性能的下降,特別是當(dāng)翻轉(zhuǎn)出現(xiàn)在碼周期1/2處,相關(guān)峰極可被底噪淹沒,使衛(wèi)星信號無法被探測到.

B1C信號的擴(kuò)展碼由主碼和副碼的乘法構(gòu)成,其中每個副碼碼片覆蓋一個主碼周期.副碼是導(dǎo)頻信道中的一種短PRN代碼,但在數(shù)據(jù)信道中是恒定值.二次編碼會使導(dǎo)頻信道的搜索過程存在符號翻轉(zhuǎn)問題,但不會影響數(shù)據(jù)信道.然而,B1C信號以與副碼相同的速率播發(fā)導(dǎo)航消息,因此符號翻轉(zhuǎn)問題也存在于數(shù)據(jù)信道中.

學(xué)者們已經(jīng)提出了各種技術(shù)來克服該問題[1].其中,最直接的解決方案[2-3]是通過將長度為兩個主碼周期的衛(wèi)星信號與等長補(bǔ)零的一個主代碼周期的本地測距碼進(jìn)行相關(guān).此方法由于增加了數(shù)據(jù)長度,故大大增加了計(jì)算復(fù)雜度,并且由于僅使用了一半的信號,因此該方法效率不高.之后,文獻(xiàn)[4-9]提出了通過將相關(guān)周期分成一組子相關(guān)的方法來提高搜索效率,再通過組合子相關(guān)結(jié)果的方法避免靈敏度的衰減.這類技術(shù)可同時實(shí)現(xiàn)多個較短信號的相關(guān)運(yùn)算,因此利于實(shí)際接收機(jī)采用FPGA的工程實(shí)現(xiàn).此外,文獻(xiàn)[10-11]引入了兩級搜索的技術(shù)方案來克服符號翻轉(zhuǎn)問題.這類技術(shù)是基于符號翻轉(zhuǎn)可引起多普勒頻移而不影響碼相位的假設(shè)提出的.據(jù)此,這些技術(shù)在第一步中先找到正確的碼相位,第二步在正確的碼相位上搜索多普勒頻率.這些方法可有效實(shí)現(xiàn)強(qiáng)信號的捕獲,而計(jì)算復(fù)雜度仍相對較高.

2)高計(jì)算復(fù)雜度問題

B1C的主碼長度是B1I擴(kuò)頻碼的十倍,這將大大增加計(jì)算復(fù)雜度.基于FFT的捕獲技術(shù)被公認(rèn)是運(yùn)算有效的;然而,長FFT運(yùn)算模塊的價格非常高,限制了實(shí)際接收機(jī)的開發(fā).在現(xiàn)代的北斗接收機(jī)中,采樣率通常達(dá)到50～60MHz的量級.為了完成主碼(10ms)的積分周期,必須對超過500 000點(diǎn)的數(shù)據(jù)進(jìn)行FFT運(yùn)算,民用接收器選用的廉價FPGA資源根本無法實(shí)現(xiàn)此數(shù)量級的運(yùn)算.

Wilde[12]通過減少搜索維度的方法解決上述問題,其表明當(dāng)BPSK調(diào)制信號的搜索間隔設(shè)為1/2碼片和BOC(1,1)調(diào)制信號的搜索間隔設(shè)為1/6碼片時,其方法可造成的最大功率損耗分別為2.50dB和1.16dB.B1C信號采用的調(diào)制方式分別是BOC(1,1)和BOC(6,1),每個碼片需要至少6個采樣點(diǎn),即仍然需要61 380個點(diǎn)(6×10230長度的主碼)的FFT計(jì)算.文獻(xiàn) [13]提出了更簡單有效的方法,稱之為平均相關(guān)(AC)技術(shù).該方法的基本思想是首先將接收信號通過取平均的方法從采樣點(diǎn)降維到以碼片為基準(zhǔn)的維度上,然后對降維后的信號進(jìn)行FFT運(yùn)算,其長度等于主碼的長度(即10 230).此外,由于主碼起始的采樣點(diǎn)未知,若從接近半碼片的采樣點(diǎn)開始進(jìn)行取均將極大地降低搜索性能.為解決此問題,在實(shí)際工程實(shí)現(xiàn)中采用同時從碼片內(nèi)不同點(diǎn)開始的方法進(jìn)行并行相關(guān),隨后在多個并行搜索中選取最大相關(guān)峰值作為搜索結(jié)果.該方法適用于并行處理.

3)多峰性問題

B1C信號的數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信道分別采用BOC(1,1)和QMBOC(6,1,4/33)進(jìn)行調(diào)制,其中QMBOC(6,1,4/33)可視為BOC(1,1)和BOC(6,1)的組合.BOC信號自相關(guān)函數(shù)主峰比較尖銳,抗多徑性能比BPSK調(diào)制信號要強(qiáng).但由于BOC信號的自相關(guān)函數(shù)存在多個副峰,導(dǎo)致信號在捕獲過程中存在一定的模糊度,易發(fā)生誤鎖現(xiàn)象.學(xué)者們已提出各種方法來解決此類多峰性的問題,例如類似BPSK的方法,子載波相位消除(SCPC)方法[14]和自相關(guān)副峰消除技術(shù)(ASPeCT)[15].這些技術(shù)旨在除去副峰以避免錯誤的碼相位鎖定.對于BOC(1,1),此方法適用于搜索步長小于1/6碼片的情況,此時的分辨率足以區(qū)分主峰和副峰.然而如上所述,在實(shí)際應(yīng)用中,快速捕獲技術(shù)傾向于使用更大的搜索間隔(例如,AC技術(shù)采用1個碼片).此時,搜索到的碼相位的不確定性為一個碼片,覆蓋主峰和副峰.使用此捕獲結(jié)果初始化的跟蹤過程很容易導(dǎo)致跟蹤的誤鎖.因此,針對BOC調(diào)制信號的快速捕獲技術(shù),應(yīng)盡可能地提高其搜索分辨率,以避免跟蹤階段的誤鎖定.

本文提出了一種旨在解決上述三個問題的兩級捕獲技術(shù),為BDS-3接收機(jī)信號捕獲技術(shù)的工程實(shí)現(xiàn)提供有效的解決方案.此技術(shù)在第一階段采用了擴(kuò)展AC技術(shù),以實(shí)現(xiàn)粗略和快速信號搜索,其分辨率是一個碼片.擴(kuò)展AC技術(shù)是在AC技術(shù)的基礎(chǔ)上采用并行部分FFT的方法提高工作效率.這種方法不僅允許接收機(jī)使用更便宜的FPGA模塊來提供有效的捕獲解決方案,而且還消除了電文數(shù)據(jù)和二次編碼引起的符號翻轉(zhuǎn)帶來的影響.第二階段采用精密搜索技術(shù),以實(shí)現(xiàn)高精度的捕獲.此過程能有效避免由BOC信號多峰性引起的跟蹤階段的誤鎖現(xiàn)象.除此之外,本文還介紹了兩種捕獲方法,單信號和多信道組合方式,其中前者僅使用數(shù)據(jù)或?qū)ьl信道的一個信號,后者同時使用兩個信道的信號.信道組合技術(shù)相較單信道方法可提高捕獲靈敏度,但需要更多的計(jì)算資源.這將增加運(yùn)算復(fù)雜度和實(shí)現(xiàn)成本.設(shè)計(jì)人員可根據(jù)應(yīng)用需求選擇實(shí)現(xiàn)方法,在資源充足的情況下也可以同時實(shí)現(xiàn)這兩種方法,在工作過程中自適應(yīng)地切換兩種模式以獲得資源利用和捕獲性能的最佳狀況.

1 B1C信號結(jié)構(gòu)

北斗B1C信號的詳細(xì)描述可參見北斗接口控制文檔[16].信號的發(fā)射頻率為1 575.42MHz,中地球軌道(MEO)和傾斜地球同步軌道(IGSO)衛(wèi)星的最小規(guī)定接收功率分別為-158.5dBW和-160.3dBW.信號由兩個正交分量組成,可表示為

(1)

式中:P為接收到的B1C信號的總功率;sB1Cdata為BOC(1,1)調(diào)制的數(shù)據(jù)信道;sB1Cpilot為QMBOC(6,1,4/33)調(diào)制的導(dǎo)頻信道,QMBOC(6,1,4/33)信號可以被認(rèn)為是由BOC(1,1)和BOC(6,1)調(diào)制的兩個信號分量(即子信道)組成的復(fù)信號.另外,由于數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信道的功率比為1∶3,信號可以進(jìn)一步詳細(xì)說明如下:

(2)

式中第一行是數(shù)據(jù)信道的表達(dá)式,后兩行為導(dǎo)頻子信道的表達(dá),在本文剩余部分將被簡化為pilot_b和pilot_a,每個通道之前的常數(shù)是信道間的功率比,并且DB1Cdata是二進(jìn)制電文數(shù)據(jù),其長度為1 800,其符號率為100sps.CB1Cdata和CB1Cpilot分別是數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻的擴(kuò)展碼,由主碼和副碼組成.主代碼長度為10 230碼片,碼率為1.023MHz,周期為10ms.副碼具有與電文數(shù)據(jù)相同的長度和頻率.sign(sin(2πfsct))表示子載波信號,其中fscB1Ca=1.023MHz是用于實(shí)現(xiàn)BOC(1,1)調(diào)制的子載波頻率,fscB1Cb=6.138MHz用于BOC(6,1)調(diào)制的實(shí)現(xiàn).

總而言之,數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻pilot_b具有相同的相移但在頻譜上不同,而數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻pilot_a具有相同的子載波頻率但其載波具有90°的相位差.此外,所有信道的每個主碼周期均可能含有符號翻轉(zhuǎn)(如圖1所示),其中數(shù)據(jù)信道由電文數(shù)據(jù)引起,并且導(dǎo)頻信道由副碼引起.

圖1 B1C信號結(jié)構(gòu)示意圖

2 二級捕獲技術(shù)

與之前的北斗民用信號(如B1I)相比,B1C信號具有更長的擴(kuò)頻碼,更短的電文數(shù)據(jù)寬度和更復(fù)雜的信號結(jié)構(gòu),這些新的特性在捕獲過程中引入新的問題需要被處理,如符號翻轉(zhuǎn)和多峰性.這對軟件和硬件設(shè)計(jì)提出了更高的要求,并且需要特定的方法來處理新類型的信號,因此傳統(tǒng)的北斗接收機(jī)不再適用.為了實(shí)現(xiàn)新型北斗接收機(jī)中的捕獲功能,本文提出了一種新穎有效的兩級捕獲技術(shù).第一階段旨在實(shí)現(xiàn)快速且符號翻轉(zhuǎn)不敏感的搜索過程.該過程使用擴(kuò)展平均相關(guān)方法來實(shí)現(xiàn)粗略搜索.隨后,在第二階段中進(jìn)行精密搜索處理,目的是提供高搜索精度,以克服BOC(1,1)信號多峰性帶來的誤鎖問題.在下面的小節(jié)中,首先解釋單信道和多信道組合捕獲技術(shù),然后詳解兩個階段中使用的關(guān)鍵技術(shù).

2.1 單信道和多信道組合捕獲技術(shù)

信號捕獲的基本思想是為輸入信號找到最可能的本地生成的擴(kuò)頻碼和載波,這可以通過采用串行相關(guān)技術(shù)來實(shí)現(xiàn).然而,由于其計(jì)算效率低,故在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中通常采用計(jì)算效率更高的基于FFT的并行碼相位搜索技術(shù).該方法將搜索維度從Mt×Nt減小到Nt,其中Mt是碼相位的數(shù)量,Nt是多普勒頻率的個數(shù).圖2示出了基于FFT單通道技術(shù)的數(shù)據(jù)或?qū)ьl信道捕獲技術(shù)框架.

圖2 基于FFT的單通道捕獲技術(shù)示意圖(I和Q為相關(guān)的兩個正交分量)

由于接收信號的功率分布在數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信道上,故僅單獨(dú)處理其中一個分量將丟失另一分量的能量,降低了信號捕獲的靈敏度.多信道組合捕獲技術(shù)可充分利用信號功率,提高捕獲靈敏度.

多信道聯(lián)合跟蹤技術(shù)可分為相干和非相干兩種方法(如圖3和圖4所示),其重要差別為數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信號與本地信號相關(guān)后先進(jìn)行加權(quán)再積分,還是先積分后加權(quán). 相干式組合方法較非相干式方法可提供更高的能量,主峰能量更顯著.但與此同時,因?yàn)閿?shù)據(jù)信號中的導(dǎo)航電文符號與導(dǎo)頻pilot_a信號中子碼的符號可能不同,所以需要增加格外的信號反轉(zhuǎn)加權(quán)和選擇過程,增加了計(jì)算資源的消耗.

圖3 基于FFT技術(shù)的相干聯(lián)合捕獲技術(shù)示意圖

圖3中CB_data和CB_pilot為采用圖2所示的相關(guān)模塊(CB)分別對數(shù)據(jù)信號和導(dǎo)頻pilot_a信號進(jìn)行相關(guān)計(jì)算.

圖4 基于FFT技術(shù)的非相干積分組合式捕獲技術(shù)示意圖

多信道組合式捕獲方法可以提高捕獲性能,但同時對信號處理能力和處理方法都提出了更高的要求,這將增加實(shí)現(xiàn)成本.如式(2)所示,信號的接收功率由三個信道分?jǐn)?一個數(shù)據(jù)信道和兩個導(dǎo)頻信道.其中,pilot_a和數(shù)據(jù)信道具有信號的大部分功率(即“≈91%”),組合捕獲時通常采用這兩個信道信號.另外,兩個通道都由BOC(1,1)調(diào)制并具有類似的符號翻轉(zhuǎn)問題,因此它們可以共享計(jì)算資源和功能模塊.此外,由于pilot_a占有總功率的一半,且計(jì)算復(fù)雜度與數(shù)據(jù)信道相同,所以當(dāng)使用單信道方法進(jìn)行捕獲時優(yōu)先選擇pilot_a信道.采用哪種技術(shù)取決于接收機(jī)的具體應(yīng)用和預(yù)算.

2.2 擴(kuò)展平均相關(guān)(Extended AC)技術(shù)

平均相關(guān)(AC)[13]技術(shù)在接收機(jī)的工程實(shí)現(xiàn)中非常普遍.它可以大大減少FFT運(yùn)算的數(shù)據(jù)長度,故而允許使用廉價的FFT塊進(jìn)行快速捕獲.然而,由于原有的北斗信號很少受到符號翻轉(zhuǎn)問題的影響,傳統(tǒng)的AC方法對符號翻轉(zhuǎn)敏感,因此不適用于新體制信號捕獲的實(shí)現(xiàn).當(dāng)積分周期中存在符號翻轉(zhuǎn)時,信號的ACF可能在多普勒頻移軸之間分離,這將導(dǎo)致多普勒頻率的錯誤鎖定,而難以獲得正確的碼相位.更糟糕的是,當(dāng)信號噪聲增加時,信號可能被底噪淹沒而無法被檢測到.針對此問題,本文在AC技術(shù)的基礎(chǔ)上提出了并行部分碼相位搜索的概念,稱之為擴(kuò)展AC技術(shù)(如圖5所示).

圖5 并行部分碼相位搜索技術(shù)示意圖(M為10230,L為每個碼片中采樣點(diǎn)個數(shù))

擴(kuò)展AC技術(shù)主要包括兩個過程. 第一個過程是通過取平均的方法對輸入信號降維,它將輸入的10 ms長度信號從采樣點(diǎn)降維到以碼片為基準(zhǔn)的維度上.假設(shè)采樣頻率為50 MHz,此過程可將處理信號的長度減少近50倍.在第二過程中,兩個半周期的本地碼信號同時對一個主碼周期的衛(wèi)星信號進(jìn)行并行搜索,再通過加權(quán)方式合并兩個搜索結(jié)果,其處理過程的表達(dá)定義為

(3)

其中:

式中:x為一個主碼周期的衛(wèi)星信號與載波信號的乘積;M=10230為主碼長度;h(·)表示BOC調(diào)制的主碼信號,fft、ifft和conj分別表示FFT,反FFT和共軛計(jì)算.

除此之外,由于碼片的起始位置(采樣點(diǎn))未知,將輸入信號與錯誤的起始點(diǎn)進(jìn)行積分可能會造成捕獲性能的衰弱;特別是當(dāng)起始點(diǎn)接近1/2碼片時. 為解決該問題,擴(kuò)展AC算法在一個主碼周期內(nèi)選取多個位置作為起始點(diǎn)進(jìn)行求和,再從中選取最大相關(guān)峰值作為最終結(jié)果.此設(shè)計(jì)可采用并行處理技術(shù),不會顯著增加計(jì)算時間,但需要更多的計(jì)算資源.綜合考慮捕獲性能和計(jì)算資源的占用, 本文采用三個不同起始點(diǎn)進(jìn)行并行處理,且選取的起始點(diǎn)的間隔為1/3個碼周期, 此方法最差會導(dǎo)致1.82 dB的能量損失.此時完成完整的擴(kuò)展AC算法共需7.5Mlog2M+15M次乘法運(yùn)算.表1總結(jié)了采用不同捕獲方法時需進(jìn)行的乘法運(yùn)算次數(shù).當(dāng)采樣頻率為50 MHz時,表中列出的三種方法將分別需要3.37×107，1.50×106和1.18×106次乘法運(yùn)算.與傳統(tǒng)方法和AC+直接搜索的方法相比,擴(kuò)展AC的理論乘法次數(shù)分別減少95.6%和21.3%.擴(kuò)展AC方法不僅可以大大降低計(jì)算復(fù)雜度,還允許高性能的并行處理(6個并發(fā)處理),當(dāng)工程實(shí)現(xiàn)采用FPGA時,此技術(shù)可進(jìn)一步提高處理速度.

表1 計(jì)算復(fù)雜度比較

2.3 精密搜索

AC方法可有效降低計(jì)算復(fù)雜度,從而實(shí)現(xiàn)快速捕獲.但由于該方法的碼相搜索分辨率是一個碼片,不能有效區(qū)分BOC調(diào)制信號自相關(guān)函數(shù)的主副峰,將此結(jié)果對跟蹤參數(shù)進(jìn)行初始化時,跟蹤環(huán)路很容易鎖定在副峰上,造成誤鎖.為克服此問題,本文在粗略搜索的基礎(chǔ)上提出了進(jìn)行縮小范圍的精密搜索技術(shù).

第一級搜索可粗略地給出主碼的起始位置,搜索范圍可大大減小,此時再以采樣點(diǎn)為基準(zhǔn)進(jìn)行搜索時,運(yùn)算量相較整周期搜索可大幅度降低.由于在粗搜索過程中使用的FFT塊是10 230點(diǎn),為了充分利用資源,精密搜索技術(shù)也作用于長度為10 230的以采樣點(diǎn)為基準(zhǔn)的輸入信號. 此時輸入信號從粗捕獲獲得碼片的第一個采樣點(diǎn)的前一個碼片開始截取.與主碼的整個搜索范圍(例如“10230×50”采樣點(diǎn))相比,僅使用10 230個采樣點(diǎn)會導(dǎo)致顯著的功率損耗.為了解決這個問題,本文提出了一種相關(guān)整合技術(shù),其定義如下:

(4)

其中:

xi=[X(s+(i-2)M),…,X(s+(i-1)M)];

(5)

(6)

式中:Y為相關(guān)運(yùn)算輸出;Ns是用于計(jì)算相關(guān)性所截取的輸入信號片段的數(shù)量;X表示輸入信號;H表示長度等于M的本地信號序列;s表示獲得粗略搜索獲得的碼周期的起始位置.mod(·)表示除法運(yùn)算的余數(shù),且H(-1)=H(M).該過程也可以通過非相干積分來實(shí)現(xiàn),但相干積具有更高靈敏度.由于給出了主碼的起點(diǎn),故不存在符號翻轉(zhuǎn)帶來的影響,這使相干和非相干兩種方法的計(jì)算復(fù)雜度幾乎相同. 此外,可采用諸如BPSK和ASPeCT之類的副峰消除技術(shù),徹底消除鎖定副峰的可能.

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

3.1 計(jì)算資源消耗分析

該實(shí)驗(yàn)主要對不同捕獲方法需求的計(jì)算資源數(shù)量進(jìn)行比較.由于乘法運(yùn)算是硬件實(shí)現(xiàn)中最耗費(fèi)資源的過程之一, 因此被選作為資源消耗的衡量指標(biāo)，對傳統(tǒng)和提出的兩級捕獲技術(shù)在采用不同頻率下進(jìn)行比較.

圖6示出了兩種方法使用的乘法次數(shù),其中第2.3節(jié)中提到信號片段數(shù)量Ns的設(shè)置受采樣頻率的影響.如上所述,該過程中Ns越大,能量損失越少.當(dāng)Ns等于每個碼片的采樣點(diǎn)個數(shù)時,其搜索靈敏度最高但資源消耗也最多.故在圖6中,采用Ns=L,此情況下給出的是資源消耗的上限值.由圖6可見本文所提出的方法相較傳統(tǒng)方法可大大減少乘法運(yùn)算量,這允許工程實(shí)現(xiàn)時采用更便宜的處理模塊且能有效地加速捕獲速度.圖7示出了固定采樣頻率時使用不同數(shù)量的Ns的乘法次數(shù),可見乘法數(shù)量與Ns值成正比.這表明并行處理數(shù)量的減少將犧牲捕獲靈敏度,故此，在工程實(shí)現(xiàn)中應(yīng)根據(jù)應(yīng)用要求在捕獲靈敏度和計(jì)算復(fù)雜度之間進(jìn)行良好的權(quán)衡.

圖6 傳統(tǒng)和本文提出方法的乘法運(yùn)算個數(shù)比較

圖7 本文提出方法在設(shè)置不同Ns值時的乘法運(yùn)算量(采樣頻率為60 MHz)

除此之外,圖6、7僅說明了總共需求的乘法量.傳統(tǒng)方法使用一個大的FFT塊,而本文提出的方法采用多個小模塊計(jì)算,可并行處理.并行處理可進(jìn)一步加快捕獲速度,尤其當(dāng)資源量足夠允許所有進(jìn)程同時并行工作時,運(yùn)行速度最快.表2示出了兩種方法計(jì)算資源的各項(xiàng)指標(biāo).

表2 計(jì)算資源各項(xiàng)指標(biāo)比較

3.2 捕獲精度比較分析

此實(shí)驗(yàn)采用仿真信號對各方法的捕獲精度進(jìn)行評估比較. 仿真的B1C信號是根據(jù)ICD[16]生成,可提供碼相和多普勒頻率的真值.該實(shí)驗(yàn)對不同強(qiáng)度的信號進(jìn)行捕獲,信號由高斯噪聲調(diào)制出不同的信噪比(SNR),其范圍為[-25 dB,-15 dB],設(shè)定采樣頻率為50 MHz.傳統(tǒng)方法的計(jì)算復(fù)雜度高但捕獲精度高,故此，作為本實(shí)驗(yàn)的比較方法.其次,采樣信號的起點(diǎn)設(shè)置為主碼半周期的位置,此時為符號翻轉(zhuǎn)影響最大的情況.

圖8 捕獲精度比較(單信道捕獲技術(shù))

圖8示出了兩種方法的碼相位捕獲精度.結(jié)果為重復(fù)實(shí)驗(yàn)10次獲得的統(tǒng)計(jì)值.結(jié)果表明,傳統(tǒng)方法能夠成功地捕獲各強(qiáng)度信號,且捕獲精度隨著SNR的增加而增加.本文提出方法的結(jié)果也具有相同的趨勢.然而,當(dāng)信號非常弱(即信噪比RSN=-25～-24 dB)時,本文的方法未能檢測到信號.這是由于第一階段的平均過程會導(dǎo)致信號功率的損失,當(dāng)信號噪聲太大時,相關(guān)峰值被噪底淹沒.對于這些非常嘈雜的信號,粗搜索過程無法找到正確的峰值,故在精細(xì)搜索過程中增加Ns的值也不會得到任何改善.但隨著RSN的增加,本文提出的方法可成功地捕獲信號.尤其當(dāng)Ns大于24時,該捕獲性能優(yōu)于傳統(tǒng)方法,直到RSN大于-21 dB,兩種方法都能準(zhǔn)確無誤地捕獲到信號.

圖9示出了實(shí)現(xiàn)多信道組合技術(shù)時各方法捕獲精度的比較.在該實(shí)驗(yàn)中,相干和非相干組合技術(shù)的性能非常相似,因此僅給出了其中一種.從圖中可以看出,比較結(jié)果與實(shí)現(xiàn)單信道技術(shù)時的結(jié)果相近,但捕獲靈敏度略有提高,這與理論假設(shè)一致.另外,當(dāng)Ns=12時即可獲得比傳統(tǒng)方法更精確的捕獲結(jié)果.

圖9 捕獲精度比較(多信道組合捕獲技術(shù))

總而言之,當(dāng)信號強(qiáng)(即RSN=-21 dB至-15 dB)時,兩種方法都能夠?qū)崿F(xiàn)精準(zhǔn)捕獲;而當(dāng)信號相對較弱時(即RSN=-23 dB至-22 dB),本文提出方法的捕獲性能更高;然而,當(dāng)信號非常嘈雜時,本文提出的方法不能捕獲到信號,這也是此方法存在的最大問題.

4 結(jié)束語

由于傳統(tǒng)高精度捕獲技術(shù)存在計(jì)算效率低和資源消耗高的問題,故不適用于實(shí)際接收機(jī)的工程實(shí)現(xiàn).為了完成BDS-3接收機(jī)中B1C信號捕獲技術(shù)的工程實(shí)現(xiàn),本文提出了一種高效的兩級捕獲技術(shù),該技術(shù)在第一階段中實(shí)現(xiàn)粗略捕獲,可顯著降低計(jì)算復(fù)雜度;在第二階中執(zhí)行精密搜索,以提供更精確的捕獲結(jié)果.本文提出的方法將一個長FFT運(yùn)算拆分成一組小FFT運(yùn)算,這不僅允許使用更便宜的FFT模塊，同時可實(shí)現(xiàn)并行處理,這非常適用于FPGA的實(shí)現(xiàn).實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,該方法可以顯著降低計(jì)算復(fù)雜度,當(dāng)采樣頻率設(shè)置為50 MHz時,乘法運(yùn)算次數(shù)可以減少至少61%.此外,與傳統(tǒng)方法相比,仿真結(jié)果表明,當(dāng)信號強(qiáng)(即RSN=-21 dB至-15 dB)時,本文提出的方法與傳統(tǒng)方法的捕獲精度相當(dāng);當(dāng)信號相對較弱時,其性能比傳統(tǒng)方法更好(即RSN=-23 dB至-22 dB),但當(dāng)信號非常弱時(即RSN=-25 dB至-24 dB)，信號捕獲失敗.對于弱信號的捕獲是我們需繼續(xù)進(jìn)行研究的問題,也是下一步的研究方向.