基于ZYNQ 7000的S波段USB應(yīng)答機(jī)設(shè)計(jì)

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(上海航天電子技術(shù)研究所，上海 201109)

0 引言

隨著以立方星為代表的商業(yè)化微小衛(wèi)星技術(shù)的飛速發(fā)展，衛(wèi)星平臺(tái)開始逐漸向小型化、低功耗、高集成的方向發(fā)展[1]。基于ZYNQ 7000的S波段USB應(yīng)答機(jī)在應(yīng)用背景方面主要包括以下幾個(gè)特點(diǎn)：

1)整機(jī)采用商業(yè)級(jí)電子元器件(COTS)開展研制，適用于商業(yè)微小衛(wèi)星或?qū)﹄娮釉骷|(zhì)量等級(jí)無要求的衛(wèi)星平臺(tái)[2]；

2)整機(jī)采用軟件無線電架構(gòu)設(shè)計(jì)，射頻模塊與基帶處理模塊相互獨(dú)立于不同板卡，在應(yīng)用時(shí)可根據(jù)不同衛(wèi)星功能需求進(jìn)行不同功能組合或刪減部分內(nèi)部功能[3]。

1 Zynq簡(jiǎn)介

Zynq是Xilinx公司推出的行業(yè)第一個(gè)可擴(kuò)展處理平臺(tái)，旨在為視頻監(jiān)控、汽車駕駛輔助以及工廠自動(dòng)化等高端嵌入式應(yīng)用提供高性能處理與計(jì)算[4]。該芯片將完整的ARM Cortex A9處理器與28nm低功耗可編程邏輯緊密集成在一起，可以幫助系統(tǒng)架構(gòu)師與嵌入式軟件開發(fā)人員擴(kuò)展、定制和優(yōu)化系統(tǒng)[5]。

Zynq芯片內(nèi)部可以分為兩部分：PS(Processing System)和PL(Programming Logic)，其中PS部分和普通的ARM開發(fā)一樣，包括CPU核，圖形加速、浮點(diǎn)運(yùn)算、存儲(chǔ)控制器、各種通信接口外設(shè)以及GPIO外設(shè)等；而PL部分就是傳統(tǒng)意義的FPGA；PL和PS之間通過內(nèi)部高速總線(AXI)互聯(lián)。

ZYNQ 7000支持AXI4、AXI-Lite、AXI-Stream3種總線，PL3種總線均支持，PS只支持前兩種；其中有關(guān)配置參數(shù)的總線使用AXI-Lite總線，有關(guān)高速傳輸?shù)男盘?hào)使用AXI-Stream總線[6]。

本設(shè)計(jì)選用Xilinx公司的XC7Z045 SOC芯片，該芯片將FPGA與ARM高度集成，大大地縮小了應(yīng)答機(jī)的體積；同時(shí)該芯片支持Linux、Retems等操作系統(tǒng)，這種架構(gòu)既提高了系統(tǒng)性能，又簡(jiǎn)化了系統(tǒng)的搭建，同時(shí)提供了足夠的靈活性。

2 整機(jī)架構(gòu)

標(biāo)準(zhǔn)USB應(yīng)答機(jī)整體架構(gòu)如圖1所示[7-9]，主要實(shí)現(xiàn)以下功能：

(1)接收地面的上行遙控指令，經(jīng)下變頻芯片將S波段下變頻到中頻，經(jīng)AD采樣后，送入SOC進(jìn)行解調(diào)；解調(diào)后的數(shù)據(jù)通UART串口輸出；

(2)將數(shù)據(jù)進(jìn)行DPSK調(diào)制到副載波后送入DA，經(jīng)上變頻芯片將中頻信號(hào)上變頻到S波段。

(3)接收地面測(cè)控站發(fā)射的上行測(cè)距信號(hào)，根據(jù)上行遙測(cè)指令將變頻后的測(cè)距基帶信號(hào)進(jìn)行本地上變頻后對(duì)地發(fā)送；

圖1 標(biāo)準(zhǔn)USB應(yīng)答機(jī)整體架構(gòu)

2.1 ADC采樣設(shè)計(jì)與固定下變頻

應(yīng)答機(jī)接收到的上行遙控信號(hào)是一個(gè)相對(duì)窄帶的信號(hào)且中頻頻率固定，本設(shè)計(jì)中采用基于帶通采樣原理的4倍中頻采樣率。對(duì)于70 MHz中頻信號(hào)，即采用40MSPS采樣率即可。這種方法的優(yōu)點(diǎn)在于可以降低對(duì)AD器件的要求，同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)免混頻的固定頻率數(shù)字下變頻。

經(jīng)過正交下變頻的數(shù)字中頻信號(hào)頻譜被搬移到基帶，對(duì)IQ信號(hào)進(jìn)行16倍抽取，得到40/16=2.5 MHz采樣率的基帶正交信號(hào)。

2.2 載波捕獲策略

1)FFT頻率估計(jì)。

對(duì)下變頻并抽取后的信號(hào)做1024點(diǎn)FFT，頻率精度為：

2.5 MHz/1024=2441.40 Hz

載波NCO頻率控制字Fcw_carrier(NCO中用32bit累加器)

設(shè)FFT的峰值點(diǎn)index為X(0

則，根據(jù)估計(jì)的結(jié)果，將載波NCO的頻率控制字設(shè)置成：

即只需將FFT峰值點(diǎn)的Index左移22位。

2)載波防錯(cuò)鎖。

對(duì)于PM信號(hào)，當(dāng)調(diào)制指數(shù)較大時(shí)，有可能出現(xiàn)副載波單邊功率大于載波功率的情況。此時(shí)，接收機(jī)有可能錯(cuò)鎖在FFT譜的峰值處，而一旦發(fā)生錯(cuò)鎖，則無法正確解調(diào)出信號(hào)。因此需要防錯(cuò)鎖措施對(duì)載波捕獲過程的正確性予以保障。

當(dāng)調(diào)制指數(shù)較小時(shí)，載波功率顯著大于副載波功率。接收機(jī)首先得到所有具有峰值能量的頻率點(diǎn)，比較最高峰和次高峰的能量是否大于6dB。如果滿足此關(guān)系，則可以認(rèn)為最高峰是載波線譜。

當(dāng)載波的調(diào)制指數(shù)較大(一般不超過1.5 rad)時(shí)，副載波單邊能量小于或等于載波能量。因?yàn)楫?dāng)調(diào)制指數(shù)較大時(shí)，可能存在2個(gè)或3個(gè)能量相當(dāng)?shù)姆逯?雙邊副載波和載波)。

(1)采用三點(diǎn)分析法：即對(duì)峰值能量最高的3個(gè)頻率點(diǎn)進(jìn)行對(duì)稱性分析，如果滿足能量均衡和頻率對(duì)稱原則，則認(rèn)為中間頻率點(diǎn)為載波能量。

(2)采用偽對(duì)稱點(diǎn)最小誤差判定法：PM信號(hào)能量譜具有關(guān)于載波左右對(duì)稱的特點(diǎn)，對(duì)于峰值能量最高的3個(gè)頻點(diǎn)ki(i=1,2,3)，分別計(jì)算3個(gè)點(diǎn)左右各511點(diǎn)頻譜值之和并求取誤差，則誤差最小點(diǎn)即為載波頻點(diǎn)。

2.3 環(huán)路設(shè)計(jì)

PLL設(shè)計(jì)成載波跟蹤環(huán)。

其中鑒相器采用正弦鑒相器。

環(huán)路濾波器采用理想積分器(二階II型環(huán))的形式，傳遞函數(shù)為：

利用“雙線形變化”法數(shù)字化后，環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)為：

其中：Ts為采樣時(shí)間間隔，fs為采樣頻率；環(huán)路增益為K=KdK0，其中Kd為鑒相器增益，K0為NCO增益。

ωn為環(huán)路無阻尼振蕩頻率，ξ為阻尼系數(shù)。

2.4 PM/解調(diào)

在載波鎖定之后，數(shù)字下變頻之后的I、Q信號(hào)為一個(gè)基帶的調(diào)相或調(diào)頻信號(hào)。對(duì)于采用PM調(diào)制體制的信號(hào)，I路對(duì)應(yīng)cos(Φ(t))，Q路對(duì)應(yīng)sin(Φ(t))，PM信號(hào)解調(diào)的就是求解I+j*Q所對(duì)應(yīng)復(fù)信號(hào)的輻角Φ。

3 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及原理

副載波解調(diào)單元由可編程數(shù)字下變頻子模塊、副載波同步子模塊、位同步子模塊組成，將解調(diào)得到的基帶數(shù)據(jù)輸出[10]。解調(diào)的關(guān)鍵是副載波同步，即恢復(fù)出和輸入載波同頻同相的本地載波，載波同步模塊使用極型科斯塔斯環(huán)將I、Q兩路正交信號(hào)進(jìn)行載波同步，恢復(fù)出調(diào)制信息；位同步模塊使用“同相-中相”環(huán)路結(jié)構(gòu)，將載波同步恢復(fù)出的調(diào)制信息進(jìn)行位同步，恢復(fù)出PCM時(shí)鐘和數(shù)據(jù)流，完成解調(diào)[1]。然后進(jìn)行差分碼解碼并輸出。在副載波跟蹤時(shí)，對(duì)傳統(tǒng)的極性科斯塔斯環(huán)進(jìn)行了改進(jìn)，使用復(fù)數(shù)乘法器去除載波，避免產(chǎn)生諧波分量，因此環(huán)路中不用使用支路濾波器濾除諧波分量，簡(jiǎn)化了載波同步環(huán)硬件結(jié)構(gòu)，降低了反饋支路的長度，增加了穩(wěn)定性。系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖如下圖所示：

圖2 遙測(cè)處理單元原理框圖

3.1 正交數(shù)字下變頻模塊

正交數(shù)字下變頻模塊通過正交下變頻到零中頻；采樣率變換模塊的抽取倍數(shù)和內(nèi)插倍數(shù)可編程設(shè)置，通常根據(jù)輸入BPSK信號(hào)的碼速率調(diào)整抽取和內(nèi)插的倍數(shù)，使得進(jìn)入載波同步模塊的采樣率降為碼速率的16倍，通過這種方法可以使得解調(diào)器的工作參數(shù)靈活可變，在采樣率變換模塊中使用了CIC和FIR濾波器進(jìn)行濾波，防止信號(hào)的混疊，并將基帶信號(hào)中的噪聲降到更低[2]。下變頻器的結(jié)構(gòu)框圖如下所示：

圖3 可編程數(shù)字下變頻模塊原理框圖

3.2 副載波同步模塊

副載波同步模塊采用改進(jìn)的Costas環(huán)——極型科斯塔斯環(huán)進(jìn)行載波同步。極型科斯塔斯環(huán)與傳統(tǒng)科斯塔斯環(huán)的區(qū)別是I支路信號(hào)在進(jìn)行了硬限幅后與Q支路相乘獲得相位誤差信號(hào)，極型科斯塔斯環(huán)相比傳統(tǒng)的科斯塔斯環(huán)具有環(huán)路硬件結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)，線性區(qū)域較大，有利于提高捕獲能力[3]。

圖4 副載波同步模塊與位同步模塊原理框圖

副載波環(huán)路濾波器的主要作用是濾除誤差信號(hào)中的高頻分量，并為鎖相環(huán)路提供一個(gè)短期的記憶, 當(dāng)環(huán)路由于瞬時(shí)噪聲而失鎖時(shí), 可確保環(huán)路迅速重新捕獲信號(hào)。環(huán)路的跟蹤特性、穩(wěn)定性主要是由環(huán)路濾波器決定,是載波同步環(huán)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。在該解調(diào)器中使用了一種環(huán)路參數(shù)可配置的理想積分環(huán)路濾波器，以使得遙測(cè)副載波解調(diào)器能夠根據(jù)需要調(diào)整環(huán)路參數(shù)[11]。理想積分環(huán)路濾波器的連續(xù)時(shí)間傳遞函數(shù)為：

通過雙線性變換，轉(zhuǎn)換為離散系統(tǒng)的表示：

環(huán)路濾波器的結(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖5 環(huán)路濾波器結(jié)構(gòu)框圖

3.3 位同步

位同步環(huán)使用“同相—中相”環(huán)實(shí)現(xiàn)，如圖6所示。

圖6 位同步子模塊結(jié)構(gòu)框圖

初始工作時(shí)NCO按照16倍的碼速率輸出PCM時(shí)鐘，同相積分清零器在PCM時(shí)鐘的上升沿處完成一次積分并清零。中相積分器滯后1/2個(gè)時(shí)鐘周期，在PCM時(shí)鐘的下降沿處完成積分并清零。鑒相器的輸出通過環(huán)路濾波器后控制NCO的輸出頻率，位同步環(huán)的環(huán)路濾波器結(jié)構(gòu)和系數(shù)計(jì)算方法與載波同步環(huán)相同。同步后，NCO的輸出即為PCM時(shí)鐘，同相積分清零器的鎖存值經(jīng)過軟判決或硬判決后即可得到相應(yīng)的PCM數(shù)據(jù)[12]。

4 下行調(diào)制

4.1 復(fù)合相位信號(hào)整合

下行信道的處理包括將遙測(cè)副載波、測(cè)距音整合為復(fù)合相位信號(hào)，相位調(diào)制和正交上變頻。結(jié)構(gòu)原理圖如下所示，其中遙測(cè)副載波是對(duì)遙測(cè)信號(hào)的采樣輸入，測(cè)距音來自于上行接收通道中帶通輸出的測(cè)距音[6]。

圖7 下行發(fā)射通道結(jié)構(gòu)框圖

包含遙測(cè)副載波和測(cè)距音的復(fù)合相位可表示為：

Φ(t)=mcos(ωt+θs(t))+mjcos(ωjt)

其中：mcos(ωt+θs(t))為遙測(cè)副載波，m為副載波調(diào)制指數(shù)，ω為副載波頻率；mjcos(ωjt)為測(cè)距音，mj為測(cè)距音調(diào)制指數(shù)，ωj為測(cè)距音頻率。

相位調(diào)制后的信號(hào)可表示為：

sBB(t)=Acos(mcos(ωt+θs(t))+mjcos(ωjt))

經(jīng)過數(shù)字正交上變頻后的數(shù)字中頻信號(hào)為：

4.2 相干轉(zhuǎn)發(fā)模式下的頻差補(bǔ)償

仿真USB應(yīng)答機(jī)要求能與上/下變頻器相連接，實(shí)現(xiàn)射頻點(diǎn)頻應(yīng)答機(jī)功能。在相干工作方式下，向上下變頻器提供基準(zhǔn)頻率輸出，實(shí)現(xiàn)載頻相干轉(zhuǎn)發(fā)，轉(zhuǎn)發(fā)比為221/240。在相干轉(zhuǎn)發(fā)工作模式下，需要保證上、下行信號(hào)頻率存在相干關(guān)系，因此需要對(duì)星上頻率參考的頻率誤差進(jìn)行修正。

7f0+fdop-αΔf0

設(shè)A/D采樣頻率為：fs= 9f0′ = 9(f0+Δf0)

根據(jù)帶通采樣定理，經(jīng)過采樣后得到的中頻頻率為：

fIF=fs-fu-IF=9(f0+Δf0)-(7f0+fdop-αΔf0)=

2f0+(9+α)Δf0-fdop

固定數(shù)字下變頻器的NCO輸出頻率：fNCO= 2f0′ = 2f0+ 2Δ f0

因此，載波同步后的頻率誤差為：

ε=fIF-fNCO=2f0+(9+α)Δf0-fdop-2f0-2Δf0=

(7+α)Δf0-fdop

當(dāng)相干轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)，首先將下行的數(shù)字基帶信號(hào)調(diào)制為數(shù)字中頻信號(hào)，在此過程中加入頻差補(bǔ)差量，得到頻差補(bǔ)償后的數(shù)字中頻信號(hào)，經(jīng)過D/A變換之后，由數(shù)字上變頻器變至70 MHz中頻發(fā)射，步驟如下：

則，中頻上變頻后得到的模擬中頻下行信號(hào)頻率為：

即已消除了參考頻率誤差Δf0的影響。

4.3 相位調(diào)制

相位調(diào)制的過程即為根據(jù)相位求正、余弦值的過程，可采用查找表法實(shí)現(xiàn)，原理如下圖所示：

圖8 相位調(diào)制原理框圖

4.4 正交上變頻

數(shù)字正交上變頻將已調(diào)相信號(hào)變至中頻，結(jié)構(gòu)原理圖如下所示。

圖9 正交上變頻-頻差補(bǔ)償

上變頻的數(shù)控振蕩器受工作模式指令控制，在相干工作模式下，NCO的頻率控制字包含誤差補(bǔ)償分量，上變頻的過程同時(shí)完成對(duì)星上頻率參考的頻差補(bǔ)償。

調(diào)制后波形如下所示。中間為主載波，左右兩邊為副載波。

圖10 調(diào)制信號(hào)后截圖

5 總結(jié)

文章對(duì)Xilinx Zynq做了簡(jiǎn)單介紹，并基于XC7Z045提出了標(biāo)準(zhǔn)USB應(yīng)答機(jī)的設(shè)計(jì)方案，詳細(xì)介紹了S波段信號(hào)的調(diào)制解調(diào)算法，為工程實(shí)現(xiàn)提供了理論基礎(chǔ)。應(yīng)答機(jī)體積小, 可靠性高, 并且便于擴(kuò)展、調(diào)試和維護(hù)。