雙向直流隔離變換器功率回流的分析及消除

魏騰飛 王曉蘭 李曉曉

摘?要：雙向隔離全橋DCDC變換器在直流微網(wǎng)等場(chǎng)合被廣泛應(yīng)用，傳統(tǒng)單移相和雙重移相控制使得變換器中出現(xiàn)功率回流現(xiàn)象。為消除雙向變換器的回流功率，提出一種電感電流過(guò)零控制策略。建立雙向變換器的功率傳輸模型，分析電感電流過(guò)零控制原理和變換器的工作狀態(tài)，并設(shè)計(jì)電感電流過(guò)零控制系統(tǒng)?；贔PGA搭建硬件實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，驗(yàn)證了所提控制策略消除回流功率的有效性。

關(guān)鍵詞：雙向變換器;直流變換器;脈寬調(diào)制;回流功率

DOI：10.15938/j.emc.2019.11.013

中圖分類(lèi)號(hào)：TM?417

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號(hào)：1007-449X（2019）11-0100-09

收稿日期：?2017-11-11

基金項(xiàng)目：國(guó)家自然科學(xué)基金（61963024）

作者簡(jiǎn)介：魏騰飛（1984—），男，博士，研究方向?yàn)橹绷魑㈦娋W(wǎng)、電子變換器、FPGA及嵌入式ARM;

王曉蘭（1963—），女，碩士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)榭稍偕茉磁c智能電網(wǎng)研究;

李曉曉（1987—），男，博士，研究方向?yàn)橹绷魑㈦娋W(wǎng)運(yùn)行控制。

通信作者：王曉蘭

Analysis?and?elimination?backflow?power?in?bidirectional?DCDC?isolation?converter

WEI?Tengfei，?WANG?Xiaolan，?LI?Xiaoxiao

（College?of?Electrical?and?Information?Engineering，Lanzhou?University?of?Technology，Lanzhou?730050，China）

Abstract：

Bidirectional?isolated?fullbridge?DCDC?converter?is?widely?used?in?DC?microgrid?and?other?occasions.?Bakes?backflow?power?is?caused?by?traditional?single?phase?and?double?phase?control?in?the?converter.?In?order?to?eliminate?backflow?power?of?bidirectional?converter，?a?inductor?current?zerocrossing?control?strategy?was?proposed.?Power?transmission?model?of?bidirectional?converter?was?established，?principle?of?inductance?current?zerocrossing?control?and?working?state?of?the?converter?are?analyzed，?and?inductance?current?zerocrossing?control?system?was?designed.?A?hardware?experiment?platform?based?on?FPGA?was?built?to?verify?effectiveness?of?the?proposed?control?strategy?in?eliminating?backflow?power.

Keywords：bidirectional?converter;?DC?converter;?pulse?width?modulation;?backflow?power

0?引?言

目前雙向隔離全橋DCDC變換器[1-2]在直流微網(wǎng)[3-4]、電動(dòng)汽車(chē)[5-8]等需要能量雙向流動(dòng)的應(yīng)用場(chǎng)合被廣泛應(yīng)用。雙向變換器的功能相當(dāng)于2個(gè)反向并聯(lián)的單向變換器，能量可在雙向變換器中來(lái)回流動(dòng)。相比2個(gè)單向變換器，雙向變換器可大幅減小系統(tǒng)的體積和成本[9-10]，故研究并優(yōu)化雙向隔離DCDC變換器的控制策略具有重要意義。

傳統(tǒng)雙向隔離全橋DCDC變換器的控制策略[11]常采用移相控制策略。又分為單移相和雙重移相控制策略。單移相控制策略[12-14]，通過(guò)變壓器漏感和串聯(lián)電感共同傳遞能量，控制高頻變壓器兩側(cè)H橋，使變壓器原邊和副邊產(chǎn)生有相位差的方波電壓，改變兩方波的相位移來(lái)控制流動(dòng)功率的方向和大小。單移相控制下，當(dāng)變換器的輸入和輸出電壓相差較大時(shí)，雙向變換器內(nèi)部的回流功率和電流應(yīng)力會(huì)增加，使功率和磁性器件的損耗增大，降低了雙向變換器的工作效率[15]。為減小雙向變換器中的回流功率，提高雙向隔離全橋DCDC變換器的工作效率，雙重移相控制策略被提出[16-17]。傳統(tǒng)雙重移相控制策略相比單移相控制，雙重移相中加入內(nèi)移相比，進(jìn)一步減小了雙向變換器中的回流功率，提高了變換器的工作效率。因雙重移相控制中使用移相機(jī)制，這導(dǎo)致雙向變換器中仍然會(huì)出現(xiàn)回流功率。文獻(xiàn)[17]中研究了雙重移相控制策略下雙向隔離全橋DCDC變換器的功率回流特性，表明相比單移相控制策略，雙重移相控制策略只是減小了雙向變換器中的回流功率，而不能消除變換器中的功率回流現(xiàn)象。文獻(xiàn)[18]提出一種脈寬調(diào)制加相移控制策略，但是該控制策略不是針對(duì)全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

要減小雙向隔離全橋DCDC變換器中回流功率對(duì)變換器工作的影響，提高雙向變換器整體的工作效率，有必要研究并提出一種控制策略使得雙向隔離全橋DCDC變換器中的回流功率得以消除。

為了解決上述問(wèn)題，本文先對(duì)傳統(tǒng)單移相控制和雙重移相控制策略的工作原理進(jìn)行分析，在此基礎(chǔ)上提出一種雙向隔離全橋DCDC變換器的電感電流過(guò)零控制策略，并建立基于電感電流過(guò)零控制策略下雙向變換器的功率傳輸模型。分析了電感電流過(guò)零控制策略下雙向變換器的工作原理及狀態(tài)，依據(jù)其工作原理設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了電感電流過(guò)零控制系統(tǒng)。以FPGA為核心硬件搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該控制策略消除雙向變換器中回流功率的有效性。

1?移相控制變換器的功率回流分析

1.1?單移相控制變換器的功率回流現(xiàn)象

雙向隔離全橋DCDC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。單移相控制下，變壓器兩端工作在相同的開(kāi)關(guān)頻率，且對(duì)角開(kāi)關(guān)管輪流導(dǎo)通，導(dǎo)通時(shí)間都為半個(gè)開(kāi)關(guān)周期。如圖2所示Uab為U1側(cè)全橋逆變的輸出電壓，Ucd為U2側(cè)全橋逆變的輸出電壓，UL為電感兩端的電壓，iL為流經(jīng)電感L1中的電流，其中Uab和Ucd都為50%占空比的方波電壓。假定變換器到達(dá)穩(wěn)定工作狀態(tài)，通過(guò)改變半個(gè)工作周期的移相比D，來(lái)控制流過(guò)電感L1的電流大小，進(jìn)而控制功率流動(dòng)的方向和大小。圖2顯示功率由U1側(cè)傳輸?shù)経2側(cè)，Uab相位超前Ucd。在一個(gè)工作周期中，因?yàn)閁ab和Ucd存在相位移，所以電感電流iL和原邊側(cè)電壓Uab或副邊側(cè)電壓Ucd存在相位相反的時(shí)間段。在圖2中t0-t1和t3-t4兩段時(shí)間內(nèi)，傳輸功率為負(fù)值表示有電能量回流到U1側(cè)。如果增大正向傳輸功率則相應(yīng)的回流功率也將增大，開(kāi)關(guān)損耗和磁芯材料損耗亦增加，降低了雙向變換器的工作效率。

1.2?雙重移相控制變換器的功率回流現(xiàn)象

為改善雙向變換器的功率回流現(xiàn)象，文獻(xiàn)[17]提出了雙重移相控制。雙重移相控制在U1側(cè)引入內(nèi)移相控制，使得圖2中單移相控制的t0-t1和t3-t42個(gè)過(guò)程分別拆為t0-t1、t1-t2和t4-t5、t5-t64個(gè)過(guò)程。在圖3中U1側(cè)引入移相比M，稱(chēng)為內(nèi)移相比。U1側(cè)相對(duì)與U2側(cè)的移相比D，稱(chēng)為外移相比，雙重移相控制中的外移相比等價(jià)與單移相控制中的移相比。如圖3所示，由于內(nèi)移相比M的引入，使得t0-t1和t4-t5兩時(shí)間段內(nèi)原邊側(cè)電壓Uab為0，由于功率為電壓和電流的乘積，故此時(shí)的回流功率為0。而在t1-t2和t5-t6兩時(shí)間段內(nèi)，雙重移相控制仍然有回流功率存在，那么雙重移相控制相比單移相控制，它減小了回流功率。在其他的時(shí)間段內(nèi)，雙重移相控制和單移相控制的工作原理是一樣的。

文獻(xiàn)[17]給出雙重移相控制下變換器回流功率和電壓調(diào)節(jié)比的關(guān)系，隨著電壓調(diào)節(jié)比的增大，回流功率也將增加。雙重移相控制下變換器中功率回流現(xiàn)象依舊存在。

2?電感電流過(guò)零控制變換器的功率傳輸模型

2.1?變換器的正向功率傳輸模型

變換器工作于正向功率傳輸狀態(tài)下，功率由U1側(cè)傳輸?shù)経2側(cè)。圖1變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中標(biāo)示了

各電壓和電流方向。令t0=0，可得下式：

Wfwd（t0-t1）=∫Ton_fwd0U1（U1-nU2）tLdt=

U1（U1-nU2）D2fwdT22L（1）

Pfwd（t0-t1）=U1（U1-nU2）Dfwd22fL（2）

式（1）中：Wfwd（t0-t1）為t0-t1時(shí)間段內(nèi)，U1側(cè)對(duì)電感L1和U2側(cè)傳輸?shù)目偰芰恐?，即半個(gè)工作周期傳輸?shù)哪芰恐?U1為高壓HDC（high?direct?current）側(cè)的直流母線電壓;U2為低壓LDC（low?direct?current）側(cè)的直流母線電壓;n為高頻隔離變壓器初級(jí)對(duì)次級(jí)的匝比;Ton_fwd為開(kāi)關(guān)管Q1的導(dǎo)通時(shí)間，且滿(mǎn)足條件Ton_fwd

式（2）中：Pfwd（t0-t1）?為t0-t1時(shí)間段內(nèi)，U1側(cè)輸出的功率值，即半個(gè)工作周期傳輸?shù)墓β手?f為變換器的工作頻率。

由對(duì)稱(chēng)性，可知正向傳送功率為

P1=2Pfwd?（t0-t1）=U1（U1-nU2）fLD2fwd（3）

式中：P1為正向傳輸?shù)墓β省?/p>

2.2?變換器的反向功率傳輸模型

變換器工作于反向功率傳輸狀態(tài)下，功率由U2側(cè)傳輸?shù)経1側(cè)。相應(yīng)的圖1變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中標(biāo)示了各電壓和電流方向。令t0=0，可得下式：

Wrev（t0-t1）=（nU2）2T2on_rev2L（4）

Wrev（t1-t2）=Wrev（t0-t1）+

∫nU2Ton_revU1-nU20nU2[nU2Ton_revL-U1-nU2Lt]dt=

Wrev（t0-t1）+（nU2）3T2on_rev2L（U1-nU2）

=

（nU2）2T2on_rev2L+（nU2）3T2on_rev2L（U1-nU2）=

U1U1-nU2（nU2）22LT2on_rev（5）

式（4）中：Wrev（t0-t1）?為t0-t1時(shí)間段內(nèi)，U2側(cè)對(duì)電感L1儲(chǔ)存的能量值;Ton_rev為開(kāi)關(guān)管Q3的導(dǎo)通時(shí)間，?且滿(mǎn)足條件Ton_rev

式（5）中：Wrev（t1-t2）?為在t1-t2時(shí)間段內(nèi)，電感L1和U2向U1側(cè)送入的能量總和。

由對(duì)稱(chēng)性，反向傳送功率為

P2=2fWrev（t1-t2）=U1（nU2）2fL（U1-nU2）D2rev（6）

式中：P2為反向傳輸功率;Drev=Ton_rev/T為反向傳輸時(shí)的占空比，且滿(mǎn)足條件0≤Drev<（0.5-nU2/2U1）。

2.3?變換器功率傳輸范圍分析

2.3.1?正向功率傳輸范圍

令U1=300?V，U2=100?V，n=2，f=50?kHz，電感L1的電感量L分別取200?μH，300?μH和400?μH。將上述參數(shù)帶入變換器的正向功率傳輸模型（3）式?？傻谜騻鬏敼β屎驼伎毡菵fwd之間的關(guān)系如圖4所示。

從圖4可知，隨著正向占空比Dfwd的增大，正向傳輸功率也在增大。且正向傳輸?shù)淖畲蠊β手蹬c電感L1的電感量L有關(guān)。電感L1的電感量L越小，正向傳輸?shù)淖畲蠊β手翟酱蟆?/p>

2.3.2?反向功率傳輸范圍

令U1=300?V，U2=100?V，n=2，f=50?kHz，電感L1的電感量L分別取200?μH，300?μH和400?μH。將上述參數(shù)帶入變換器的反向功率傳輸模型（6）式?？傻梅聪騻鬏敼β屎驼伎毡菵rev之間的關(guān)系如圖5所示。

從圖5可知，隨著反向占空比Drev的增大，反向傳輸功率也在增大。且反向傳輸?shù)淖畲蠊β逝c電感L1的電感量L有關(guān)。電感L1的電感量L越小，反向傳輸?shù)淖畲蠊β手翟酱蟆?/p>

3?電感電流過(guò)零控制系統(tǒng)的分析與設(shè)計(jì)

3.1?正向功率傳輸時(shí)變換器的工作狀態(tài)

假定變換器已工作于穩(wěn)定狀態(tài)且U1>nU2，變換器的正向工作波形如圖6所示，功率由U1側(cè)傳輸?shù)経2側(cè)。正向功率傳輸時(shí)變換器的工作狀態(tài)分為4種狀態(tài)。以下說(shuō)明前2種工作狀態(tài)。依據(jù)一個(gè)開(kāi)關(guān)周期工作的對(duì)稱(chēng)性可知后2種狀態(tài)相比前2種狀態(tài)的差別只是電路中電壓和電流的極性相反。

1）狀態(tài)1：t0-t1階段。

電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，變換器正向工作波形如圖6所示。在t0時(shí)刻Q1、Q4、Q5和Q8同時(shí)導(dǎo)通，此刻電感電流iL為0，電感兩端電壓為U1-nU2?？芍姼须娏鱥L從0開(kāi)始逐漸增加。變換器正向工作狀態(tài)下U1側(cè)向U2側(cè)正向傳輸能量，同時(shí)U1側(cè)向電感L1中儲(chǔ)能。電感L1中的電流可近似表示為

iL_fwd（t1）=（U1-nU2）Ton_fwdL（7）

WL_fwd=[（U1-nU2）Ton_fwd]22L（8）

式（7）中：iL_fwd（t1）?為變換器正向工作時(shí)電感L1在t1時(shí)刻的電流值。

式（8）中：WL_fwd為電感L1在t1時(shí)刻所儲(chǔ)存的能量。

2）狀態(tài)2：t1-t2階段。

如圖1和圖6所示，在t1時(shí)刻，Q1關(guān)斷，Q3、Q4、Q5和Q8導(dǎo)通，此刻電感電流iL為（U1-nU2）Ton_fwd/L，電感兩端電壓為-nU2，那么電感電流iL從（U1-nU2）Ton_fwd/L開(kāi)始逐漸減小。在此狀態(tài)下，電感L1向U2側(cè)釋放儲(chǔ)存的能量WL_fwd。電感兩端電壓為-nU2，由于Q3和Q4導(dǎo)通給電感電流提供了續(xù)流通路，使電感L1繼續(xù)向U2側(cè)傳送存儲(chǔ)能量。在t1-t2階段中檢測(cè)電感L1電流過(guò)零時(shí)刻。若時(shí)間t到達(dá)過(guò)零時(shí)刻表示儲(chǔ)存在電感L1中的能量以完全送入U(xiǎn)2側(cè)，此刻Q4關(guān)斷，以防止U2向電感L1儲(chǔ)能，即阻止功率回流現(xiàn)象發(fā)生。

上述2種狀態(tài)，描述了前半個(gè)開(kāi)關(guān)周期，功率從U1側(cè)傳送到U2側(cè)變換器的正向工作過(guò)程。如圖6所示后半個(gè)開(kāi)關(guān)周期，在t3-t4階段檢測(cè)電感L1電流過(guò)零時(shí)刻，若時(shí)間t到達(dá)過(guò)零時(shí)刻表示儲(chǔ)存在電感L1的能量以完全送入U(xiǎn)2側(cè)，此刻Q3關(guān)斷，以防止U2向電感L1儲(chǔ)能，即阻止功率回流現(xiàn)象發(fā)生。后半個(gè)開(kāi)關(guān)周期和前半個(gè)開(kāi)關(guān)周期相比，相應(yīng)的電壓和電流極性相反，工作原理是相同的。

3.2?反向功率傳輸時(shí)變換器的工作狀態(tài)

假定變換器已工作于穩(wěn)定狀態(tài)且U1>nU2，變換器的反向工作波形如圖7所示，功率由U2側(cè)傳輸?shù)経1側(cè)。反向功率傳輸時(shí)變換器的工作狀態(tài)分為4種狀態(tài)。以下說(shuō)明前2種工作狀態(tài)。依據(jù)一個(gè)開(kāi)關(guān)周期工作的對(duì)稱(chēng)性可知后2種狀態(tài)相比前2種狀態(tài)的區(qū)別只是電路中電壓和電流的極性相反。

1）狀態(tài)1：t0-t1階段。

電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，變換器反向工作波形如圖7所示。在t0時(shí)刻Q3、Q4、Q5和Q8同時(shí)導(dǎo)通，此時(shí)電感電流iL為0，電感兩端電壓為-nU2?？芍姼须娏鱥L從0開(kāi)始逐漸向負(fù)方向增加。變換器反向工作時(shí)在此階段下U2側(cè)向電感L1中儲(chǔ)能。電感L1中的電流可近似表示為

iL_rev（t1）=（-nU2）Ton_revL（9）

WL_rev=[（nU2）Ton_rev]22L（10）

式（9）中：iL_rev（t1）?為變換器反向工作時(shí)電感L1在t1時(shí)刻的電流值。

式（10）中：WL_rev為電感L1在t1時(shí)刻所儲(chǔ)存的能量。

2）狀態(tài)2：t1-t2階段。

如圖1和圖7所示，在t1時(shí)刻Q3關(guān)斷，Q1、Q4、Q5和Q8同時(shí)導(dǎo)通，此刻電感初始電流iL為（-nU2）Ton_rev/L，電感兩端電壓為U1-nU2?？芍姼须娏鱥L從（-nU2）Ton_rev/L開(kāi)始逐漸增大，其絕對(duì)值逐漸減小。變換器反向工作時(shí)在此階段下電感L1向U1側(cè)釋放儲(chǔ)存能量WL_rev。Q1和Q4導(dǎo)通使得電感兩端電壓為U1-nU2，且給電感電流iL提供了續(xù)流通路，使電感L1和U2側(cè)一起向U1側(cè)傳送能量。在t1-t2階段中檢測(cè)電感L1電流過(guò)零時(shí)刻。若時(shí)間t到達(dá)過(guò)零時(shí)刻表示儲(chǔ)存在電感L1中的能量以完全送入U(xiǎn)1側(cè)，此刻Q1關(guān)斷，防止U1向電感L1儲(chǔ)能，即阻止功率回流現(xiàn)象發(fā)生。

上述2種狀態(tài)，描述了前半個(gè)開(kāi)關(guān)周期，功率從U2側(cè)傳送到U1側(cè)變換器的反向工作過(guò)程。如圖7所示后半個(gè)工作周期，在t3-t4階段檢測(cè)電感L1電流過(guò)零時(shí)刻。若時(shí)間t到達(dá)過(guò)零時(shí)刻表示儲(chǔ)存在電感L1中的能量以完全送入U(xiǎn)1側(cè)，此刻Q2關(guān)斷，以防止U1向電感L1儲(chǔ)能，即阻止功率回流現(xiàn)象發(fā)生。后半個(gè)開(kāi)關(guān)周期和前半個(gè)開(kāi)關(guān)周期相比，相應(yīng)的電壓和電流極性相反，工作原理是相同的。

3.3?電感電流過(guò)零控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)

依據(jù)所提控制下對(duì)變換器工作狀態(tài)的分析，設(shè)計(jì)雙向變換器的電感電流過(guò)零控制系統(tǒng)，其控制框圖如圖8所示。由于變換器是雙向工作的，故圖8中分別有正向傳輸控制器和反向傳輸控制器，2個(gè)PI控制器。PI控制器的輸出送入兩路選擇器，然后兩路選擇器的輸出端連接脈寬調(diào)制比較器的輸入端。兩路選擇器依據(jù)正反傳輸方向決定選擇正向或反向PI控制器。采樣電感電流iL的信號(hào)經(jīng)限幅器限幅后再送入過(guò)零比較器。整形后的電感電流過(guò)零信號(hào)輸入給驅(qū)動(dòng)信號(hào)分配邏輯模塊。驅(qū)動(dòng)信號(hào)分配邏輯模塊的作用是：根據(jù)當(dāng)前正反傳輸方向，將PWM脈沖信號(hào)分配給相應(yīng)的開(kāi)關(guān)管，并依據(jù)電感電流iL過(guò)零信號(hào)產(chǎn)生相應(yīng)的時(shí)序信號(hào)來(lái)配合整個(gè)系統(tǒng)工作。

正向功率傳輸時(shí)功率由U1側(cè)傳送到U2側(cè)，U2ref給定U2側(cè)參考電壓值，使用正向PI控制器，閉環(huán)控制來(lái)穩(wěn)定U2側(cè)輸出電壓。反向功率傳輸時(shí)功率由U2側(cè)傳送到U1側(cè)，U1ref給定U1側(cè)參考電壓值，使用反向PI控制器，閉環(huán)控制來(lái)穩(wěn)定U1側(cè)輸出電壓。

雙向變換器的電感電流過(guò)零控制算法流程如圖9所示。整個(gè)控制系統(tǒng)使用硬件描述語(yǔ)言在FPGA芯片上實(shí)現(xiàn)，保證了系統(tǒng)的工作速度。算法流程圖中PWM設(shè)定值為占空比D和FPGA芯片中PWM計(jì)數(shù)器最大計(jì)數(shù)值的乘積。依據(jù)傳輸方向來(lái)決定占空比D選擇正向占空比Dfwd或者反向占空比Drev。在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始時(shí)都判斷功率傳輸方向，那么功率傳輸方向的最小切換時(shí)間為一個(gè)開(kāi)關(guān)周期。一般為幾到幾十微秒，可以滿(mǎn)足大多數(shù)工作需要。

4?實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)與結(jié)果分析

4.1?實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)

以FPGA為核心硬件搭建了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其主要器件的參數(shù)：電感L1=400?μH，高頻隔離變壓器的變比n=1.5，工作頻率f=25?kHz，U1=300?V，U2=100?V。

4.2?變換器正向工作時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

變換器正向工作實(shí)驗(yàn)條件為，HDC處U1輸入電壓為300?V，LDC處U2輸出電壓閉環(huán)穩(wěn)定在100?V，U2側(cè)帶負(fù)載使得正向傳輸功率為100?W。

示波器測(cè)得HDC處全橋輸出電壓Uab波形，電感電流iL波形，U1側(cè)輸出瞬時(shí)功率Pfor波形如圖10所示。圖10中顯示U1側(cè)輸出瞬時(shí)功率Pfor波形都在其橫坐標(biāo)軸上方，而其橫坐標(biāo)軸下方不存在波形。依據(jù)圖1中Uab和電感電流iL定義的方向，可知瞬時(shí)功率波形Pfor恒大于0，表示U1側(cè)只有輸出功率沒(méi)有回流功率。事實(shí)上U1側(cè)輸出瞬時(shí)功率波形Pfor為U1側(cè)全橋輸出電壓Uab和電感電流iL的乘積。

在相同的實(shí)驗(yàn)條件下，測(cè)得U1側(cè)全橋輸出電壓Uab波形、U2側(cè)全橋電壓Ucd波形及電感電流iL波形如圖11所示。

變換器正向功率傳輸實(shí)驗(yàn)中HDC處U1輸入電壓為300?V，LDC處U2輸出電壓閉環(huán)穩(wěn)定在100?V。通過(guò)改變U2側(cè)負(fù)載大小，調(diào)整正向傳輸功率。實(shí)驗(yàn)測(cè)得正向傳輸功率和占空比Dfwd的關(guān)系如圖12所示。隨著正向占空比Dfwd的增加，由U1側(cè)傳輸?shù)経2側(cè)的功率也在增加。圖12顯示了變換器正向工作時(shí)，采用文中的功率傳輸模型和實(shí)驗(yàn)測(cè)量得到的傳輸功率和占空比的實(shí)驗(yàn)關(guān)系，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了正向功率傳輸模型的正確性。

4.3?變換器反向工作時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

變換器反向工作實(shí)驗(yàn)條件為，LDC處U2輸入電壓為100?V，HDC處U1輸出電壓閉環(huán)穩(wěn)定在300?V，U1側(cè)帶負(fù)載使得反向傳輸功率為100?W。

示波器測(cè)得HDC處全橋輸出電壓Uab波形，電感電流iL波形，U1側(cè)瞬時(shí)功率Prev的波形如圖13所示。圖13中顯示U1側(cè)瞬時(shí)功率Prev波形都在其橫坐標(biāo)軸下方，而在其橫坐標(biāo)軸上方不存在波形。按照?qǐng)D1中Uab和電感電流iL定義的方向，可知瞬時(shí)功率Prev恒小于0表示U1側(cè)只有流入功率沒(méi)有回流功率。事實(shí)上U1側(cè)瞬時(shí)功率Prev為U1側(cè)全橋輸出電壓Uab和電感電流iL的乘積。

在相同的實(shí)驗(yàn)條件下，測(cè)得U1側(cè)全橋電壓Uab波形、U2側(cè)全橋電壓Ucd波形及電感電流iL波形如圖14所示。

變換器反向功率傳輸實(shí)驗(yàn)中LDC處U2輸入電壓為100?V，HDC處U1輸出電壓閉環(huán)穩(wěn)定在300?V。通過(guò)改變U1側(cè)負(fù)載大小，調(diào)整反向傳輸功率。實(shí)驗(yàn)測(cè)得反向傳輸功率和占空比Drev的關(guān)系如圖15所示。隨著反向占空比Drev的增加，由U2側(cè)傳輸?shù)経1側(cè)的功率也在增加。圖15顯示了變換器反向工作時(shí)，采用文中的功率傳輸模型和實(shí)驗(yàn)測(cè)量得到的傳輸功率和占空比的實(shí)驗(yàn)關(guān)系，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了反向功率傳輸模型的正確性。

4.4?與傳統(tǒng)移相控制的功率特性實(shí)驗(yàn)對(duì)比

傳統(tǒng)單移相控制策略中，正向功率從U1側(cè)傳輸?shù)経2側(cè)為100?W，測(cè)得U1側(cè)瞬時(shí)功率Pins的實(shí)驗(yàn)波形如圖16所示。瞬時(shí)功率Pins的波形被直線Pins=0分割。按照?qǐng)D1中Uab和電感電流iL定義的方向，可知U1側(cè)瞬時(shí)功率Pins為U1側(cè)全橋輸出電壓Uab和電感電流iL的乘積。瞬時(shí)功率波形Pins大于0的部分即在直線Pins=0上部的波形，表示U1側(cè)傳送到U2側(cè)的正向傳輸功率波形。瞬時(shí)功率波形Pins小于0的部分即在直線Pins=0下部的波形，表示U2側(cè)返送回U1側(cè)的回流功率波形。

當(dāng)雙向變換器采用電感電流過(guò)零控制策略時(shí)，正向傳輸功率為100?W，U1側(cè)瞬時(shí)功率Pfor的波形如圖10所示。對(duì)比圖10和圖16，圖10中Pfor恒大于0，表示Pfor不含回流功率波形，圖16中Pins不恒大于0即存在小于0的部分，表示Pins包含回流功率波形。

當(dāng)雙向隔離全橋DCDC變換器采用雙移相策略時(shí)，正向功率從U1側(cè)傳輸?shù)経2側(cè)為100?W，測(cè)得U1側(cè)瞬時(shí)功率Pins的實(shí)驗(yàn)波形如圖17所示。瞬時(shí)功率Pins的波形被直線Pins=0分割。按照?qǐng)D1中Uab和電感電流iL定義的方向，可知U1側(cè)瞬時(shí)功率Pins為U1側(cè)全橋輸出電壓Uab和電感電流iL的乘積。瞬時(shí)功率波形Pins大于0的部分即在直線Pins=0上部的波形，表示U1側(cè)傳送到U2側(cè)的正向傳輸功率波形。瞬時(shí)功率波形Pins小于0的部分即在直線Pins=0下部的波形，表示U2側(cè)返送回U1側(cè)的回流功率波形。

對(duì)比單移相控制的瞬時(shí)功率波形圖16和雙重移相控制的瞬時(shí)功率波形圖17，圖16中瞬時(shí)功率小于0的部分為單移相控制的回流功率，要比圖17中瞬時(shí)功率小于0的部分即雙重移相控制的回流功率大?？芍p重移相控制相比單移相控制減小了回流功率，但是仍然有回流功率。

對(duì)比雙重移相控制的瞬時(shí)功率波形圖17和電感電流過(guò)零控制下的瞬時(shí)功率波形圖10，圖17中瞬時(shí)功率含有小于0的部分即存在回流功率，而圖10中瞬時(shí)功率沒(méi)有小于0的部分即沒(méi)有回流功率?？芍獞?yīng)用電感電流過(guò)零控制策略時(shí)，雙向變換器中沒(méi)有產(chǎn)生回流功率，控制策略起到了消除回流功率的效果。

實(shí)際上電感電流過(guò)零控制策略是從變換器的工作原理方面考慮，設(shè)計(jì)出合理的開(kāi)關(guān)時(shí)序，從根本上避免雙向隔離全橋DCDC變換器中出現(xiàn)回流功率。

5?結(jié)?論

本文在分析現(xiàn)有雙向隔離直流全橋變換器功率回流問(wèn)題的基礎(chǔ)上，提出一種新的電感電流過(guò)零控制策略。雙向隔離直流全橋變換器在電感電流過(guò)零控制策略下，不會(huì)發(fā)生功率回流現(xiàn)象，使得雙向變換器在正反向工作時(shí)都沒(méi)有回流功率。相比傳統(tǒng)移相控制策略，采用電感電流過(guò)零控制策略，可改善雙向隔離直流全橋變換器輸入輸出濾波電容的工作條件，降低開(kāi)關(guān)和磁芯器件的損耗，提高雙向變換器的可靠性和工作效率。

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（編輯：姜其鋒）