基于FPGA的擴頻OFDM信號半物理仿真技術(shù)研究

喬永明，鄒德財，盧曉春

(1.中國科學(xué)院 國家授時中心，西安 710600；2.中國科學(xué)院 精密導(dǎo)航定位與定時技術(shù)重點實驗室，西安 710600;3.中國科學(xué)院大學(xué)，北京 100049；4.中國科學(xué)院大學(xué) 天文與空間科學(xué)學(xué)院，北京 101048)

0 引言

目前，以美國GPS(Global Positioning System)為代表的全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(Global Navigation Satellite Systems，GNSS)已經(jīng)成為信息時代一個國家或地區(qū)重要的基礎(chǔ)設(shè)施之一，在軍用、民用各行業(yè)領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。GNSS服務(wù)領(lǐng)域的不斷拓展也帶動了GNSS技術(shù)的不斷進步和持續(xù)發(fā)展。

信號體制是GNSS最重要的技術(shù)要素之一，也是聯(lián)系GNSS三大組成部分(空間段、地面段和用戶段)的橋梁和紐帶，對GNSS導(dǎo)航、定位、測速、授時等服務(wù)功能的實現(xiàn)和服務(wù)性能的提升具有重要意義。

因此，無論在Galileo信號體制設(shè)計還是在GPS，GLONASS現(xiàn)代化過程中，信號體制一直都是被關(guān)注的重點和研究的熱點?？v觀Galileo信號體制設(shè)計和GPS,GLONASS信號體制現(xiàn)代化的過程[1-4]，一些新的思想不斷呈現(xiàn)。在信號波形設(shè)計方面，從最初的BPSK(binary phase shift key)調(diào)制到BOC(binary offset carrier)調(diào)制，再發(fā)展到后來的MBOC(multiplexed BOC)、Alt BOC(alternate BOC)、TD-AltBOC(time division AltBOC)等調(diào)制，在頻譜資源有效利用、改善兼容性等方面發(fā)揮了重要作用；在擴頻碼生成方面，從早期的m序列、Gold序列到后來的Weil碼，擴頻碼的自相關(guān)和互相關(guān)性能逐步提高；在信道編碼方面，卷積編碼、LDPC(low density parity check)碼等前向糾錯編碼以及導(dǎo)頻通道的引入都大幅地提高了信號的健壯性。

隨著GPS和GLONASS現(xiàn)代化、北斗和Galileo系統(tǒng)建設(shè)工程化實施的不斷推進和加快，盡早開展下一代新型GNSS信號體制的設(shè)計、論證和試驗研究，有利于增強GNSS系統(tǒng)的服務(wù)性能和自身優(yōu)勢，提高國際競爭力。

近幾年，正交頻分復(fù)用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)調(diào)制技術(shù)在數(shù)字電視、移動通信等領(lǐng)域得到了較為廣泛的應(yīng)用和發(fā)展。OFDM調(diào)制技術(shù)的核心思想是將信道分成若干正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流，調(diào)制到每個子信道上進行傳輸。正交信號可以通過在接收端采用相關(guān)技術(shù)來分開，這樣可以減少子信道之間的相互干擾(ICI)。每個子信道上的信號帶寬小于信道的相關(guān)帶寬，因此每個子信道可以看成平坦性衰落信道[5]。

作者正是基于GNSS擴頻思想，將OFDM調(diào)制技術(shù)用于新型GNSS導(dǎo)航信號體制，設(shè)計了一種具有抗多徑性能的新型擴頻OFDM調(diào)制的導(dǎo)航信號。文中給出了新型導(dǎo)航信號的生成機理以及關(guān)鍵模塊的FPGA(field-programmable gate array)實現(xiàn)。同時，利用Xilinx公司的Virtex-7芯片進行了軟件仿真，最后給出了仿真結(jié)果，證明設(shè)計的新型擴頻OFDM調(diào)制的導(dǎo)航信號具備一定的工程實現(xiàn)性。

1 擴頻OFDM信號生成機理

擴頻OFDM信號主要實現(xiàn)擴頻碼與OFDM信號的結(jié)合，本節(jié)通過結(jié)合OFDM信號的優(yōu)勢與擴頻碼的優(yōu)勢，設(shè)計出了一種保留了OFDM信號子載波正交性與擴頻碼良好自相關(guān)性、互相關(guān)性的擴頻OFDM信號。擴頻OFDM信號的生成包括映射、OFDM調(diào)制、循環(huán)前綴、擴頻碼的生成和擴頻OFDM調(diào)制模塊。對輸入的信息流進行映射、OFDM調(diào)制與添加循環(huán)前綴，生成OFDM信號；再將OFDM信號與已生成的擴頻碼進行擴頻調(diào)制，生成擴頻OFDM信號。

①映射

對于輸入的導(dǎo)航電文信息，采用BPSK的調(diào)制方式。BPSK是一種矢量調(diào)制，它將輸入的比特映射到一個復(fù)數(shù)平面上，形成復(fù)數(shù)調(diào)制符號。因此在BPSK映射平面上，有兩個點，共表示兩種矢量狀態(tài)[6]。

BPSK調(diào)制可表示為

(1)

導(dǎo)航電文經(jīng)過映射調(diào)制可以滿足信息速率的要求，且具有抗噪聲能力等優(yōu)點。

②OFDM調(diào)制

對輸入的映射調(diào)制符號進行串并轉(zhuǎn)換，將并行的符號數(shù)據(jù)流再調(diào)制到不同的子載波上。一個OFDM符號包括N個子載波，其輸出OFDM信號可以表示為：

(2)

式(2)中，T表示一個OFDM符號的持續(xù)時間，di(i=0,1,…，N-1)表示分配給每個子信道的數(shù)據(jù)符號矩形窗函數(shù)rect(t)=1,|t|≤T/2。令式中ts=0，忽略矩形函數(shù)，并對信號s(t)以T/N的速率進行采樣，即令t=kT/N(k=0,1,…,N-1),可得

(3)

式(3)中，與離散傅里葉逆變換(inverse discrete Fourier transform,OFDM)運算的表達式一致，說明sk可通過di的IDFT得到[7]。那么接收端解調(diào)可通過離散傅里葉變換(DFT)恢復(fù)出發(fā)送的數(shù)據(jù)。

③循環(huán)前綴

循環(huán)前綴(CP)在OFDM系統(tǒng)有著很重要的作用，它可以有效地對抗多徑時延擴展[8]。一般情況下，為了消除由于多徑造成的子信道間干擾(ICI)，可以在OFDM符號之間插入循環(huán)前綴信號，即將每個OFDM符號的后Tg時間內(nèi)的樣值復(fù)制到OFDM符號的最前面，其中Tg為循環(huán)前綴的長度。這樣的話，如果時延擴展小于循環(huán)前綴的長度，符號間干擾(ISI)只會對接收信號循環(huán)前綴內(nèi)的前Tg時間內(nèi)的取樣值形成干擾，只要將其去掉，就可以完全消除ISI的影響，那么多徑就不會對下一個OFDM符號造成干擾。

④擴頻碼的生成

在GNSS導(dǎo)航系統(tǒng)中，擴頻碼為平衡Gold碼，利用Gold碼具有良好的自相關(guān)和互相關(guān)特性以提高檢測能力并防止多址干擾。平衡Gold碼是由兩個m序列復(fù)合而成，每改變兩個m序列相對應(yīng)的位置可產(chǎn)生一個新的Gold序列[9]。使用的擴頻碼是基于Gold碼而來的，設(shè)計使用一種周期為1 023(即210-1)碼片的Gold碼，是由兩個10級最長線性反饋移位寄存器序列產(chǎn)生，Gold碼發(fā)生器如圖1所示。

圖1 Gold碼發(fā)生器

兩個m序列的特征多項式分別為：

G1(x)=1+x3+x10,

(4)

G2(x)=1+x2+x5+x6+x7+x9+x10,

(5)

式(4)和(5)中，G1和G2為10級優(yōu)選對，G1和G2的初始相位固定值為0X3FF，文中所用的擴頻碼與Gold碼產(chǎn)生方式一樣，在生成的Gold碼基礎(chǔ)上截取了前1 000個碼片，擴頻碼的碼速率為0.1 MHz，由于碼長為1 000，故碼周期為10 ms。

⑤擴頻OFDM調(diào)制

目前，OFDM與擴頻碼的結(jié)合方式主要有3種方案：多載波碼分多址(MC-CDMA)，多載波直接序列碼分多址(MC-DS-CDMA)和多音頻碼分多址(MT-CDMA)。

3種系統(tǒng)的調(diào)制方式有所區(qū)別，在MC-CDMA系統(tǒng)中，不同的子載波上發(fā)送同一個符號，OFDM中不同的子載波攜帶不同的信息符號。在MC-DS-CDMA系統(tǒng)中，輸入的信息符號先進行串并轉(zhuǎn)換，對并行的數(shù)據(jù)用相同的擴頻碼進行擴頻，再調(diào)制到不同的子載波上。在MT-CDMA系統(tǒng)中，對輸入的信息符號進行OFDM調(diào)制，然后再經(jīng)過較長的擴頻碼進行擴頻[10]。

MC-CDMA系統(tǒng)方案有頻率分集的效果，可提高頻譜效率以及在抗頻率選擇性衰落方面有較好的性能。MC-DS-CDMA系統(tǒng)每個子載波上傳輸不同擴頻碼的同一個信息符號。MT-CDMA系統(tǒng)有較大的擴頻增益，系統(tǒng)也可以容納更大的用戶容量。但因為在OFDM調(diào)制后擴頻，破壞了OFDM子載波的正交性，因此系統(tǒng)的抗干擾能力較低[11]。

現(xiàn)有擴頻系統(tǒng)使用的擴頻碼具有非常優(yōu)秀的自相關(guān)與互相關(guān)特性。同時OFDM由于子載波的存在和循環(huán)前綴的添加具有優(yōu)秀的抗多徑能力。目前普遍使用的結(jié)合方式是在OFDM調(diào)制之前，對數(shù)據(jù)使用擴頻碼進行擴頻。這種情況下需要考慮到：與OFDM數(shù)據(jù)進行擴頻之后，再經(jīng)過OFDM調(diào)制，擴頻碼的自相關(guān)特性和互相關(guān)特性會受到一定程度的影響，對最終系統(tǒng)的時延估計精度造成影響；同時，經(jīng)過擴頻之后，對原有的OFDM系統(tǒng)性能也會造成影響。而上面這3種結(jié)合方式雖然有所不同，但都是擴頻碼和OFDM符號擴頻之后再進行OFDM調(diào)制。這樣的結(jié)合方式會使擴頻碼的自相關(guān)性和互相關(guān)性受到破壞以及破壞了OFDM子載波的正交性，同時會對OFDM系統(tǒng)抗多徑造成影響。

考慮以上不足，我們提出一種新的結(jié)合方式，擴頻碼與OFDM符號相結(jié)合的擴頻OFDM信號發(fā)射框圖如圖2所示。

圖2 擴頻OFDM信號發(fā)射框圖

擴頻調(diào)制原理：輸入的信息數(shù)據(jù)流先串并轉(zhuǎn)換后，進行OFDM技術(shù)的多載波調(diào)制，對生成的OFDM符號添加循環(huán)前綴，再經(jīng)過串并轉(zhuǎn)換，并行符號數(shù)據(jù)流用相同的擴頻碼進行擴頻，最后進行并串轉(zhuǎn)換生成新的擴頻OFDM符號。

該組合方式的優(yōu)點是：擴頻碼不經(jīng)過OFDM調(diào)制，而且和OFDM數(shù)據(jù)分開，使擴頻碼的自相關(guān)特性和互相關(guān)特性最大限度地得到保留，又不破壞OFDM子載波的正交性。同時使用OFDM可以提高電文數(shù)據(jù)傳輸速率以及利用OFDM的抗多徑特性來減小時延對系統(tǒng)的影響。而且這樣設(shè)計的調(diào)制方式相比于MC-CDMA，MC-DS-CDMA和MT-CDMA更加易于實現(xiàn)，系統(tǒng)復(fù)雜度更低。

2 基于FPGA的擴頻OFDM信號模塊化設(shè)計

本節(jié)通過時鐘高精度模塊、BPSK映射、OFDM調(diào)制設(shè)計、循環(huán)前綴模塊與擴頻OFDM產(chǎn)生模塊的設(shè)計，在硬件層次上實現(xiàn)了擴頻OFDM信號的模塊化設(shè)計，完成了基于FPGA的擴頻OFDM信號模塊化的設(shè)計。

2.1 時鐘信號產(chǎn)生與高精度同步模塊

由于導(dǎo)航信號的設(shè)計采用擴頻調(diào)制，好質(zhì)量的信號對接收機的載波、偽碼跟蹤有著非常關(guān)鍵的作用，偽碼測距是通過比較本地碼與接收碼之間的相位差來測得，因此偽距測量精度與時鐘同步精度之間有著密切的關(guān)系。

硬件研發(fā)平臺提供的外部時鐘為200 MHz，它作為時鐘信號產(chǎn)生模塊的初始時鐘，生成系統(tǒng)所需要的各種工作頻率。按照系統(tǒng)設(shè)計，擴頻碼的周期為10 ms，碼長為1 000，碼速率為0.1 MHz，OFDM調(diào)制為64個子載波，循環(huán)前綴為OFDM符號的1/4。一個OFDM碼片包含2個周期的擴頻碼，因此擴頻前的數(shù)據(jù)速率為50 Hz。由于擴頻之后需要串并轉(zhuǎn)換，因此輸出的擴頻OFDM符號速率為0.1×80=8 MHz。這里對OFDM符號擴頻采用了單比特擴頻方式，即把8位的OFDM符號轉(zhuǎn)變?yōu)?位的數(shù)據(jù)流進行擴頻，因此OFDM符號串并轉(zhuǎn)換后的速率為50/8=6.25 Hz，OFDM符號速率為50/8×80=500 Hz。另外還有一個1 PPS信號，1 PPS信號作為時鐘模塊的輸入信號，同步工作時鐘。

FPGA所提供的PLL(phase locked loop)模塊，可以用來進行時鐘延時消除、頻率倍頻分頻、時鐘相位調(diào)整等功能。它由鑒相器、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器3部分組成，PLL利用外部輸入的參考信號控制環(huán)路內(nèi)部振蕩信號的頻率和相位，可以實現(xiàn)輸出信號頻率對輸入信號頻率的自動跟蹤。由片外晶振提供的200 MHz時鐘通過PLL與分頻、倍頻得到系統(tǒng)所需的所有時鐘信號。首先通過PLL，產(chǎn)生一個32 MHz的中頻時鐘信號和8 MHz擴頻OFDM符號時鐘信號，0.1 MHz,500 Hz,50 Hz,6.25 Hz時鐘信號用8 MHz的時鐘信號分別通過計數(shù)器進行80,16 000,160 000,1 280 000分頻產(chǎn)生。由于32 MHz的中頻時鐘信號與8 MHz的擴頻OFDM符號時鐘信號通過PLL產(chǎn)生，因此這兩個時鐘之間具有比較高的同步性。對于0.1 MHz,500 Hz,50 Hz,6.25 Hz時鐘信號，用1 PPS秒脈沖信號進行同步，每當(dāng)檢測1 PPS秒脈沖信號上升沿到來的時候，對計數(shù)器重新置0以及對產(chǎn)生的時鐘信號重新置1，以此保證產(chǎn)生的時鐘信號不會因時間的問題而出現(xiàn)較大的延遲，達到高精度同步的要求。

2.2 BPSK映射

Matlab產(chǎn)生的導(dǎo)航電文存儲在.coe文件，在FPGA中導(dǎo)入.coe文件，即可把導(dǎo)航電文存儲在FPGA的ROM中，用查找表的方式，尋址將導(dǎo)航電文以500 Hz的時鐘讀出。根據(jù)BPSK調(diào)制原理，在FPGA設(shè)計中，采用直接映射的方式，即輸入數(shù)據(jù)如果為1，則映射后的數(shù)據(jù)實部為0X40；輸入數(shù)據(jù)如果為0，則映射后的數(shù)據(jù)實部為0X60，映射后的數(shù)據(jù)虛部均為0X00。映射后的數(shù)據(jù)格式為8位：1位符號位，1位整數(shù)位，6位小數(shù)位，負數(shù)用補碼表示。

2.3 OFDM調(diào)制快速傅里葉逆變換(IFFT)設(shè)計

根據(jù)使用要求，對快速傅里葉逆變換(FFT)核的參數(shù)進行相應(yīng)的設(shè)置。IFFT(inverse fast Fourier transform)的運算模塊設(shè)計選用Xilinx公司的ISE平臺v7.1的IP核，因需要對輸入數(shù)據(jù)進行連續(xù)性處理，采用流水線結(jié)構(gòu)(Pipelined Streaming I/O)對數(shù)據(jù)進行連續(xù)性處理，比突發(fā)式(Radix-4 Burst I/O)模式節(jié)省更多的資源，Block RAMs減少了6個，Slice減少了2個。IFFT變換長度配置為64，處理數(shù)據(jù)采用定點類型的數(shù)據(jù)，可以提高運算的精度。輸入輸出數(shù)據(jù)位寬設(shè)置為16 bits，輸出順序為自然順序(nature order)。

2.4 循環(huán)前綴模塊

循環(huán)前綴模塊的實現(xiàn)主要使用兩個地址空間為64的RAM存儲IFFT模塊輸出的數(shù)據(jù)，地址信號由上一級IFFT模塊輸出數(shù)據(jù)的下標(biāo)INDEX信號提供，循環(huán)前綴添加就是上一級的OFDM符號的后16個數(shù)據(jù)復(fù)制到前16個數(shù)據(jù)當(dāng)中，最終每個OFDM符號形成80個數(shù)據(jù)。硬件實現(xiàn)框圖如圖3所示。

圖3 循環(huán)前綴硬件原理圖

循環(huán)前綴添加具體實現(xiàn)：將輸入數(shù)據(jù)CP_IN的前48個數(shù)據(jù)存入到RAM中，從第49個數(shù)據(jù)開始輸出數(shù)據(jù)CP_OUT，地址信號INDEX為輸入數(shù)據(jù)CP_IN的下標(biāo)，同時將輸入數(shù)據(jù)CP_IN繼續(xù)存入到RAM中，到第64個數(shù)據(jù)輸出后，再將RAM中的64個數(shù)據(jù)按順序讀出。

2.5 擴頻碼產(chǎn)生模塊

在Xilinx公司的ISE平臺上，根據(jù)原理圖的輸入方式產(chǎn)生擴頻碼。在該模塊中，輸入端口clk，rsta，ena分別為擴頻碼時鐘，給移位寄存器初始值數(shù)據(jù)重置信號，產(chǎn)生擴頻碼的使能信號。移位寄存器G1與G2的反饋系數(shù)分別取0X409和0X6E5，由于第0位不參加反饋，所以G1中把反饋系數(shù)為“1”的第3和10位進行模2相加，得到的結(jié)果反饋到移位寄存器1中[12]；G2中把反饋系數(shù)為“1”的第2，5，6，7，9和10位進行模2相加，得到的結(jié)果反饋到移位寄存器1中。移位寄存器G2的第5和9位進行模2相加的值與移位寄存器G1的第10位再模二相加，生成的值即為Gold序列值。

通過rsta信號可重置移位寄存器的初始值。在ena信號使能時，通過移位寄存器G1與G2的反饋，產(chǎn)生擴頻碼。設(shè)計的擴頻碼前10位0X3E7。

2.6 擴頻OFDM產(chǎn)生模塊

擴頻調(diào)制對OFDM調(diào)制后進行擴頻，即對OFDM符號進行擴頻。本設(shè)計實現(xiàn)的是對OFDM調(diào)制的每個子載波進行擴頻，設(shè)計實現(xiàn)思路如圖4所示。

圖4 擴頻OFDM原理圖

設(shè)計中OFDM符號包含80個子載波，符號速率為500 Hz，擴頻碼碼率為0.1 MHz，擴頻OFDM符號速率為8 MHz。由于OFDM符號為8 bit的數(shù)據(jù)，而擴頻碼為1 bit，要實現(xiàn)對OFDM符號的擴頻，本文提出了按位擴頻，即對OFDM符號進行按位讀取，將8位的OFDM符號的數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)變?yōu)?位的數(shù)據(jù)流，再與擴頻碼異或相加完成對數(shù)據(jù)的擴頻。

①串并轉(zhuǎn)換的硬件實現(xiàn)，其中DATA為輸入數(shù)據(jù)，DATA_Enable為輸入數(shù)據(jù)有效信號，DATA_OUT為80路輸出數(shù)據(jù)。DATA_Enable使能時，將高速率的輸入數(shù)據(jù)DATA存到先進先出(FIFO)存儲器中，如果輸出的低速率并行時鐘到來，一個模80的計數(shù)器開始計數(shù)，開始緩存輸出80路并行數(shù)據(jù)，當(dāng)計數(shù)器為79時，并行輸出DATA_OUT。串并轉(zhuǎn)換的硬件原理圖如圖5所示。

圖5 串并轉(zhuǎn)換硬件實現(xiàn)框圖

②按位讀?。簩⒉⑿械姆査俾首虞d波數(shù)據(jù)，用比特速率時鐘來輸出，變?yōu)楸忍厮俾蕯?shù)據(jù)流，在讀取時，先讀低位，后讀高位。由于符號數(shù)據(jù)為8位，因此在FPGA設(shè)計中，比特速率為符號速率的8倍，需要一個以比特速率為時鐘的模8計數(shù)器來進行計數(shù)比特數(shù)據(jù)輸出。

③擴頻的實質(zhì)就是對信息碼與擴頻碼的異或相加，對于80個并行支路，采用相同的擴頻碼進行擴頻。因此在FPGA設(shè)計時，當(dāng)信息碼到來時，直接對信息碼與生成的擴頻碼進行相加輸出。80個支路的擴頻方式與擴頻碼完全相同，因此在實現(xiàn)時可對擴頻模塊復(fù)用。

④并串轉(zhuǎn)換的硬件實現(xiàn)原理與串并轉(zhuǎn)換類似，只不過不用FIFO，當(dāng)并行數(shù)據(jù)有效時，以串行數(shù)據(jù)速率為時鐘的模80計數(shù)器開始計數(shù)，同時，串行數(shù)據(jù)開始輸出。

3 基于FPGA的擴頻OFDM信號半物理實現(xiàn)與仿真

各個子模塊構(gòu)建完成后，對整個擴頻OFDM信號進行了構(gòu)建，在頂層模塊對各個底層子模塊進行了例化，并進行了聯(lián)合仿真，整個信號系統(tǒng)構(gòu)架如圖6所示。

圖6 系統(tǒng)框圖

采用Xilinx公司的Virtex-7系列的VC7VX485T芯片對擴頻OFDM信號進行了半物理實現(xiàn)與仿真。經(jīng)過Xilinx XST綜合器綜合后，芯片內(nèi)部資源占用情況，如圖7所示。

圖7 擴頻OFDM信號資源占用情況

從系統(tǒng)資源占用情況可以看出，擴頻OFDM信號的設(shè)計占用了14.7%的總資源。OFDM信號與擴頻碼結(jié)合的新型導(dǎo)航信號占用較少的資源，可以滿足進一步研究的需求。

在對整個系統(tǒng)經(jīng)過布局布線后，利用Modelsim軟件進行了仿真。

①時鐘信號產(chǎn)生

圖8和圖9為時鐘模塊仿真圖。由仿真結(jié)果圖8可以看出，當(dāng)有PPS信號到來時，所有信號均為上升沿，信號同步一致。圖9為時鐘模塊仿真結(jié)果的放大圖，由圖中可以看出，各信號之間是有些許不同步的，其中8 MHz與500 Hz時鐘信號之間的時延最大，為1 209 ps，系統(tǒng)中使用的最高時鐘頻率為32 MHz，周期為31.25 ns，最大時延在系統(tǒng)時鐘可以承受的范圍內(nèi)。

圖8 時鐘模塊仿真圖

圖9 時鐘模塊仿真圖

②擴頻碼產(chǎn)生

圖10為擴頻碼設(shè)計的仿真波形，可以看出，在0.1 MHz的時鐘脈沖控制下，當(dāng)反饋寄存器G1,G2分別設(shè)置為0X409,0X6e5時，擴頻碼的前10位仿真波形，其擴頻碼的前10位為：1111100111，與設(shè)計的擴頻碼前10位0X3E7符合，該設(shè)計結(jié)果符合要求。

圖10 擴頻碼生成仿真圖

③擴頻OFDM信號

圖11為生成的OFDM符號，由圖中可以看出前10個OFDM符號實部與虛部的最后一位分別為0000011010,0100101001，擴頻碼的前10位為1111100111，根據(jù)擴頻OFDM的設(shè)計，OFDM符號的實部的每一位與擴頻碼異或相加進行擴頻，虛部不進行擴頻，其中OFDM符號的每一位包含兩個周期的擴頻碼，再經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換，輸出擴頻OFDM信號。因此，前10個OFDM符號實部與虛部和擴頻碼的第一位異或后，得到的擴頻OFDM信號應(yīng)為1111100101,0100101001。

圖11 OFDM信號仿真圖

圖12為擴頻OFDM符號輸出，從仿真結(jié)果可以看出，擴頻OFDM符號實部與虛部的前10位分別為1111100101,0100101001，仿真結(jié)果輸出與預(yù)計值一致，擴頻OFDM信號在FPGA上得到了正確的實現(xiàn)。

圖12 擴頻OFDM信號仿真圖

4 結(jié)語

基于FPGA對擴頻OFDM信號的設(shè)計，為后續(xù)擴頻OFDM信號的工程化提供了可靠的技術(shù)支持。本文詳細敘述了擴頻OFDM信號的生成機理，通過FPGA的模塊化設(shè)計，最后在硬件上實現(xiàn)了半物理仿真。仿真結(jié)果表明，文中提出的OFDM與擴頻碼的結(jié)合方式，占用較少的資源，實現(xiàn)復(fù)雜度低，具有一定的工程可實現(xiàn)性，為擴頻OFDM基帶的開發(fā)與研制奠定了技術(shù)基礎(chǔ)。