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    基于混合調(diào)制策略的MMC-UPFC諧波特性改善研究

    2018-12-20 11:12:40何夢雪劉建坤
    現(xiàn)代電力 2018年6期
    關(guān)鍵詞:電平串聯(lián)諧波

    梅 軍,何夢雪,王 創(chuàng),李 鵬,劉建坤

    (1.東南大學(xué)電氣工程學(xué)院,江蘇南京 210096;2.國網(wǎng)江蘇省電力公司電力科學(xué)研究院,江蘇南京 211100)

    0 引 言

    統(tǒng)一潮流控制器(unified power flow controller,UPFC)是目前綜合功能最為強(qiáng)大的柔性交流輸電系統(tǒng)裝置,集電壓調(diào)控、阻抗補償、相角調(diào)節(jié)及潮流控制等功能于一體,對提高電力系統(tǒng)的穩(wěn)定性有著重要作用[1-2]。模塊化多電平換流器(modular multilevel converter, MMC)代表著第三代直流輸電技術(shù)的發(fā)展方向,相對于兩電平和三電平換流器等拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),MMC具有制造難度低、開關(guān)損耗小、波形質(zhì)量高、可擴(kuò)展性強(qiáng)等優(yōu)勢[3-4]。

    鑒于MMC在柔性直流輸電領(lǐng)域的研究基礎(chǔ)和工程經(jīng)驗[5],越來越多的研究已將其推廣至柔性交流輸電領(lǐng)域,典型之一便是UPFC裝置。將MMC技術(shù)應(yīng)用于UPFC工程,是UPFC技術(shù)應(yīng)用的跨越式發(fā)展[6]。

    在MMC-UPFC中,控制系統(tǒng)根據(jù)有功、無功功率及電壓等控制目標(biāo)指令值決定串聯(lián)側(cè)補償電壓Upq,調(diào)制比m表示Upq的峰值與1/2的UPFC直流側(cè)電壓之比。當(dāng)系統(tǒng)所需串聯(lián)補償電壓較低,m較小時,MMC逆變輸出電壓包含的電平數(shù)較少,將引入較多的諧波成分,影響電壓質(zhì)量。

    針對該問題的已有研究較少,文獻(xiàn)[7]提出一種直流降壓法,當(dāng)串聯(lián)補償電壓調(diào)制比一定時,通過降低直流側(cè)電壓,同時配合并聯(lián)變壓器分接頭的調(diào)整,使得交流側(cè)輸出的階梯波電平數(shù)增多,可以在一定程度上減少諧波含量。該方法有一定的諧波改善作用,但若直流側(cè)電壓降低過多,將導(dǎo)致電路性能惡化,線路電壓損耗增大等。文獻(xiàn)[8]提出可以通過改變線路的無功功率以提高串聯(lián)補償電壓調(diào)制比,但由此方案得到的系統(tǒng)級控制策略將更加復(fù)雜。有研究提出將特定諧波消去調(diào)制技術(shù)[9]和空間矢量脈寬調(diào)制[10]應(yīng)用于UPFC的逆變器控制中,能夠減小輸出電壓畸變率,提高直流電壓利用率,但隨著電平數(shù)的增多,該方法存在動態(tài)性能差、計算量大、實現(xiàn)復(fù)雜的弊端。

    本文以最近電平逼近調(diào)制(nearest level modulation,NLM)與引入虛擬循環(huán)映射(virtual loop mapping,VLM)載波層疊正弦脈寬調(diào)制(carrier disposition SPWM, CDPWM-VLM)為基礎(chǔ),提出了一種新型的混合調(diào)制策略。一方面,NLM調(diào)制具有低開關(guān)頻率和低開關(guān)損耗的優(yōu)點,在較高調(diào)制比下已經(jīng)具有良好的諧波特性,而低調(diào)制比下采用NLM將帶來很大的諧波含量,影響電壓質(zhì)量;另一方面,CDPWM-VLM利用器件的高頻開通和關(guān)斷來減少諧波含量,在低調(diào)制比下仍然可以保證輸出電壓具有良好的諧波特性,但若單純采用CDPWM-VLM,在高調(diào)制比的運行狀態(tài)下將會帶來不必要的開關(guān)損耗。因此,將二者的優(yōu)勢進(jìn)行結(jié)合,劣勢進(jìn)行互補,從而獲得MMC-UPFC更大運行范圍內(nèi)(表現(xiàn)為調(diào)制比的變化)良好諧波特性。并結(jié)合南京西環(huán)網(wǎng)220kV UPFC工程進(jìn)行案例分析,驗證所提出混合調(diào)制策略的適用性和有效性,對于研究并改善UPFC串聯(lián)側(cè)輸出電壓的諧波特性和電能質(zhì)量具有重要的意義,也為今后MMC-UPFC的發(fā)展應(yīng)用提供一定的參考。

    1 基于MMC技術(shù)的UPFC

    1.1 MMC-UPFC的基本結(jié)構(gòu)和工作原理

    MMC采用子模塊(sub-modular, SM)級聯(lián)的方式,單個子模塊通常采用半個H橋結(jié)構(gòu)。每個橋臂由N個子模塊和一個串聯(lián)電抗器L0組成,一個相單元由上下兩個橋臂組成。

    MMC-UPFC由并聯(lián)補償?shù)撵o止同步補償器和串聯(lián)補償?shù)撵o止同步串聯(lián)補償器相結(jié)合而成。并聯(lián)側(cè)與串聯(lián)側(cè)換流器均采用MMC結(jié)構(gòu),二者共用直流側(cè),背靠背連接。并聯(lián)側(cè)MMC在補償系統(tǒng)無功的同時,向直流側(cè)及串聯(lián)側(cè)MMC提供有功功率。串聯(lián)側(cè)MMC通過串聯(lián)變壓器向線路注入可調(diào)的電壓Upq,從而實現(xiàn)對線路有功、無功功率的獨立控制。其中,Upq在零到額定值之間任意可調(diào)。

    1.2 MMC調(diào)制技術(shù)

    1.2.1 最近電平逼近調(diào)制技術(shù)

    NLM具有動態(tài)響應(yīng)速度快、易于硬件實現(xiàn)以及開關(guān)損耗小等優(yōu)點,在多電平換流器中得到了廣泛的應(yīng)用[11]。其基本原理為:通過控制MMC一個相單元內(nèi)上下橋臂子模塊的對稱互補投入,使得交流側(cè)輸出最接近的電平瞬時逼近調(diào)制波,如圖1所示。

    圖1 NLM調(diào)制原理Fig.1 Principle of NLM

    該調(diào)制方式的缺點在于各個子模塊的開關(guān)頻率不固定,損耗不均衡,且當(dāng)輸出電平數(shù)較少時,存在控制精度低,諧波含量大的缺點。

    1.2.2 載波層疊調(diào)制技術(shù)

    CDPWM通過N條在垂直空間平均分布的幅值、頻率相同的鋸齒載波與調(diào)制波相比較,產(chǎn)生N個子模塊的閥級控制信號,如圖2所示。

    圖2 CDPWM調(diào)制原理Fig.2 Principle of CDPWM

    常用的PWM調(diào)制方法還有載波移相正弦脈寬調(diào)制法,其在MMC中的應(yīng)用研究已較為深入,但由于每個子模塊的調(diào)制波必須由不同的PI調(diào)節(jié)器生成,控制難度將隨著電平數(shù)的增加逐漸加大,同時可能因為電容電壓平衡補償時,參數(shù)選擇不當(dāng)而導(dǎo)致系統(tǒng)失穩(wěn)[12]。相比較之下,CDPWM具有原理簡單、方便拓展的優(yōu)點,且通過VLM的方法可以很好地實現(xiàn)子模塊電容電壓的均衡控制[13]。

    虛擬循環(huán)映射是在控制脈沖與SM之間引入虛擬子模塊(virtual sub-modular,VSM),并通過改變VSM與SM間的映射關(guān)系,實現(xiàn)對調(diào)制信號的均衡控制。以五電平MMC為例,存在如圖3所示的4種映射關(guān)系。

    圖3 VLM原理圖Fig.3 Principle of VLM

    同時,在CDPWM-VLM下,MMC子模塊的等效開關(guān)頻率fe將大大降低,其計算式為[14]

    (1)

    式中:fs為載波頻率。該改進(jìn)調(diào)制策略一定程度地減少了PWM調(diào)制方式下的高開關(guān)損耗,在MMC實際運行中有著重要的意義。

    2 基于MMC-UPFC的諧波特性分析

    在NLM方式下,MMC逆變輸出電壓的諧波分量主要為奇次諧波。通過Fourier分解,輸出電壓的解析表達(dá)式為

    (2)

    式中:UC表示子模塊電容電壓;ω表示基波角頻率;θs表示第一個1/4周期內(nèi)投入第s個電平時的電角度;smax為第一個1/4周期的電平階躍數(shù);N表示橋臂子模塊數(shù)量,通常為偶數(shù)??紤]在m=1的正常工況下,則有

    (3)

    輸出電壓的諧波畸變率THD可以表示為

    (4)

    式中:Uh表示第h次諧波電壓有效值;U1表示基波電壓有效值。聯(lián)立式(2)、(4),建立THD與N之間的關(guān)系式:

    (5)

    (6)

    考慮61次諧波及以下,得出THD隨N的變化曲線如圖4所示。

    圖4 NLM總諧波畸變率計算 Fig.4 THD calculation result of NLM

    由理論計算結(jié)果可以得出,隨著橋臂子模塊數(shù)量的增加,MMC逆變輸出交流電壓諧波含量降低,當(dāng)N≥20時,THD的降低幅度不再顯著。

    m=1時,MMC逆變輸出交流電壓電平數(shù)為N+1,其本質(zhì)為一個相單元中子模塊的N+1種投切狀態(tài)。隨著m的降低,一個周期內(nèi)子模塊的投切狀態(tài)減少,為建立m與輸出電平數(shù)的數(shù)學(xué)定量關(guān)系,引入等效子模塊數(shù)Neq的概念,其對應(yīng)的電平數(shù)為Neq+1。

    Neq=|max(M-L)|

    (7)

    式中:M和L分別表示一個相單元中上、下橋臂投入的子模塊數(shù)量,始終滿足關(guān)系式M+L=N。

    m的變化首先表現(xiàn)為子模塊投切狀態(tài)的變化,再表現(xiàn)為MMC逆變輸出交流電壓幅值的變化,即

    (8)

    式中:UacP表示MMC輸出交流電壓的幅值;Usm表示子模塊電容電壓。

    由式(8)可得,m與Neq間的數(shù)學(xué)關(guān)系表達(dá)式:

    (9)

    結(jié)合式(6)可知,當(dāng)N一定時,隨著m的減小,等效子模塊數(shù)減少,THD持續(xù)增大。

    由上述諧波分析可以看出,在m較大時,MMC輸出交流電壓電平數(shù)足夠多,NLM調(diào)制已經(jīng)能夠達(dá)到很好的輸出特性,且開關(guān)損耗??;在m較小,輸出電壓電平數(shù)較少的情況下,NLM調(diào)制下電壓諧波含量很高,且以低次諧波為主。相比較之下,CDPWM-VLM較好地改善了低調(diào)制比下輸出電壓的低次諧波,雖然引入了以載波頻率為主的高次諧波分量,但便于濾除。

    綜上分析與考慮,本文提出一種基于NLM與CDPWM-VLM的混合調(diào)制策略,致力于改善低調(diào)制比下MMC輸出串聯(lián)補償電壓的諧波特性,在保證電壓質(zhì)量的同時盡可能減小器件開關(guān)損耗。

    3 混合調(diào)制策略

    3.1 混合調(diào)制策略的基本原理

    混合調(diào)制策略是基于NLM調(diào)制方式與CDPWM-VLM調(diào)制方式的轉(zhuǎn)換配合。在低調(diào)制比時采用CDPWM-VLM調(diào)制,高調(diào)制比時采用NLM調(diào)制,為提高調(diào)制方式切換控制器的抗干擾性,設(shè)置兩個不同的高低閾值mH和mL,其切換過程存在兩類情況,如圖5所示。

    圖5 雙閾值混合調(diào)制策略Fig.5 Hybrid modulation scheme with dual-threshold

    在(a)類切換方式中,假設(shè)當(dāng)前調(diào)制方式采用NLM,當(dāng)m減小至mH時,調(diào)制策略將切換至CDPWM-VLM,若此刻m在(mL,1)區(qū)間內(nèi)回升,控制器將始終采取CDPWM-VLM,同理,(0,mH)區(qū)間內(nèi),也會出現(xiàn)始終采取NLM調(diào)制的情況,不能體現(xiàn)混合調(diào)制策略的優(yōu)勢。(b)類切換方式則能有效避免這類問題,當(dāng)m減小至mL時,調(diào)制方式由NLM切換至CDPWM-VLM,在回升過程中,當(dāng)m>mH時,調(diào)制方式將切換回NLM。因此,本文所提的混合調(diào)制策略采用(b)類切換方式。

    3.2 切換閾值的選取原則

    混合調(diào)制策略切換閾值的選取包括兩個方面,切換基準(zhǔn)值mRef和雙閾值切換的門限寬度Δm:

    (10)

    確定mRef與Δm之后,即可通過式(10)計算求得mH和mL。結(jié)合文章第二部分中對NLM調(diào)制方式下MMC逆變輸出交流電壓諧波特性的分析,通常認(rèn)為,輸出電平數(shù)達(dá)到9及以上,MMC逆變輸出的階梯波可以近似認(rèn)為是正弦波[15],滿足諧波要求。因此,要求等效子模塊數(shù)達(dá)到8及以上,即

    Neq=mRefN≥8

    (11)

    由式(11)可以確定mRef,再確定雙閾值切換的門限寬度(mH-mL)。若門限寬度選取過小,控制器的抗干擾性將得不到太大的提升,過大則會帶來不必要的開關(guān)損耗。定義門限寬度的最小分辨率Δd表現(xiàn)為橋臂中一個子模塊的投切,則Neq的變化量為2,再結(jié)合式(9)即得

    (12)

    mH-mL=kΔd(k=1,2,…,N)

    (13)

    此外,考慮到在系統(tǒng)級控制目標(biāo)指令值發(fā)生變化時可能產(chǎn)生一定的超調(diào)量,導(dǎo)致調(diào)制方式切換控制器對m的誤判,因此,通過采集3個周期下串聯(lián)補償電壓的平均調(diào)制比,提高調(diào)制方式切換控制器的準(zhǔn)確性。雙閾值混合調(diào)制策略的具體實現(xiàn)流程如圖6所示。

    圖6 混合調(diào)制策略流程圖Fig.6 Flow chart of hybrid modulation scheme

    以南京西環(huán)網(wǎng)UPFC工程為例,橋臂子模塊數(shù)量N=26,則可取mRef=8/26≈0.3;由于N較小,故取k=1,mH-mL=2/26。因此,可設(shè)置混合調(diào)制策略的雙閾值為mH=0.34,mL=0.26。

    4 系統(tǒng)仿真

    在Simulink中搭建MMC-UPFC仿真模型,以南京西環(huán)網(wǎng)UPFC工程為參數(shù)依據(jù),其中,并聯(lián)側(cè)換流器采用雙環(huán)解耦控制策略,在調(diào)節(jié)并聯(lián)側(cè)與交流電網(wǎng)之間功率交換的同時,維持直流側(cè)電壓恒定。串聯(lián)側(cè)換流器采用交叉解耦控制策略,工作于潮流調(diào)節(jié)方式,通過串聯(lián)側(cè)注入電壓實現(xiàn)對線路潮流的控制。表1為該UPFC工程主要參數(shù)。

    表1 南京西環(huán)網(wǎng)MMC-UPFC工程主要參數(shù)

    當(dāng)采用混合調(diào)制策略時,兩種調(diào)制方式間的切換首先應(yīng)滿足平滑切換,避免在切換過程中產(chǎn)生電壓過沖現(xiàn)象,造成不利影響。其次,應(yīng)滿足盡可能快速地進(jìn)行切換,使得混合調(diào)制策略能夠更好地發(fā)揮其作用。

    在搭建的MMC-UPFC仿真模型中,通過改變有功功率指令值,將系統(tǒng)的調(diào)制比由0.6降至0.24,低于切換閾值mL=0.26,調(diào)制方式將發(fā)生切換。如圖7所示,其中,指令值于0.3s發(fā)生改變。由圖7中MMC輸出電壓波形(以A相為例)可以看出,控制系統(tǒng)能夠在3個周期內(nèi)準(zhǔn)確地對調(diào)制比的變化進(jìn)行判斷,并快速地切換調(diào)制方式。切換過程中,電壓沒有出現(xiàn)過沖現(xiàn)象。

    圖7 線路有功功率、串聯(lián)側(cè)MMC調(diào)制比及輸出電壓Fig.7 The active power of the transmission line and modulation ratio and voltage of series MMC

    4.1 基于混合調(diào)制策略的諧波分析

    選取當(dāng)調(diào)制比從0.6降至0.4時的補償電壓波形圖,分析當(dāng)調(diào)制比發(fā)生改變(即0.3s)后的諧波特性,其中,圖8(a)表示單一NLM調(diào)制方式下的諧波分布,圖8(b)表示混合調(diào)制策略下的諧波分布。

    圖8 串聯(lián)側(cè)補償電壓諧波分布圖Fig.8 Harmonics distribution of MMC voltage

    可以看出,在低調(diào)制比下,補償電壓諧波含量已經(jīng)達(dá)到一個較低的水平,電壓波形的總畸變率由3.31%下降到0.16%。仿真結(jié)果驗證了所提出的混合調(diào)制策略在改善諧波特性上的有效性。

    4.2 諧波改善研究的方案對比

    針對低調(diào)制比下的諧波改善問題,如引言中所提及,目前已提出的方法主要有直流降壓法和特定諧波消去脈寬調(diào)制法。本節(jié)將對這兩種方法展開更為具體的分析。

    當(dāng)直流側(cè)電壓為40kV時,UPFC并聯(lián)側(cè)工作在正常整流狀態(tài),且功率因數(shù)近似為1。并聯(lián)MMC換流器交流側(cè)電壓Ush、電流Ish及直流電壓Udc的波形如圖9(a)所示。

    圖9 并聯(lián)MMC交流側(cè)電壓、電流及直流電壓波形Fig.9 AC voltage and current wave of shunt MMC and DC voltage wave

    圖10 補償電壓諧波分布圖(直流降壓法)Fig.10 Harmonic distribution of MMC voltage

    由上述理論分析和仿真結(jié)果驗證可得,直流電壓的降低導(dǎo)致了MMC整流側(cè)交流系統(tǒng)性能的惡化,且在有限的調(diào)節(jié)范圍下,直流降壓法改善串聯(lián)側(cè)電壓諧波的效果并不顯著。

    特定諧波消去脈寬調(diào)制法通過對逆變器輸出電壓進(jìn)行傅里葉分解,利用基波和諧波的解析表達(dá)式設(shè)定相應(yīng)的一組開關(guān)角,使得基波幅值跟隨調(diào)制波且指定的諧波幅值為零。設(shè)在1/4周期內(nèi),一個電平下開關(guān)切換角個數(shù)為k,則可建立k個非線性方程,除去一個自由度用來控制基波幅值之外,可以消除(k-1)個頻率的低次諧波。隨著電平數(shù)的增加,開關(guān)切換角與非線性方程的個數(shù)近成倍增加。在MMC-UPFC應(yīng)用場合中,當(dāng)電壓調(diào)制比發(fā)生變化時,其方程描述也將相應(yīng)地變化,迭代求解過程需不斷重復(fù)。已有研究指出,當(dāng)電平數(shù)大于5時,該調(diào)制方法將變得十分復(fù)雜,適用性較差[16]。

    針對MMC-UPFC諧波改善問題,列出3種方案的優(yōu)缺點進(jìn)行比較,如表2所示。

    表2 3種諧波改善方案的對比

    5 結(jié) 論

    本文提出了一種適用于MMC-UPFC工程的混合調(diào)制策略,致力于改善串聯(lián)側(cè)補償電壓的諧波特性?;旌险{(diào)制策略以NLM與CDPWM-VLM調(diào)制技術(shù)為基礎(chǔ),充分結(jié)合二者優(yōu)勢。同時,為提高控制器的抗干擾能力,采用雙閾值切換策略,并通過讀取計算三周期下的平均調(diào)制比,在設(shè)定值處進(jìn)行快速平滑的切換。結(jié)合南京西環(huán)網(wǎng)220kV MMC-UPFC工程進(jìn)行算例仿真,并通過已有研究方案之間的對比,表明該混合調(diào)制策略能夠使MMC-UPFC獲得較大運行范圍內(nèi)的良好諧波特性,兼具有效性與可靠性。

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