電磁超聲導(dǎo)波信號采集分析系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

孫晨光，王明明,孫曉云

(1.石家莊鐵道大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，河北 石家莊 050043； 2.石家莊市軌道交通有限責(zé)任公司，河北 石家莊 050000)

錨桿是各種礦山、公路、鐵路以及其他地下工程(隧道、洞室等)及邊坡護(hù)理的重要手段。近年來,應(yīng)用于邊坡、隧道、礦洞、壩體的錨桿常被用于主體加固支護(hù)。但由于材料、施工、地質(zhì)條件等因素的影響，錨固結(jié)構(gòu)系統(tǒng)在施工和使用過程中必然存在許多缺陷。電磁超聲導(dǎo)波技術(shù)是最近興起的無損檢測技術(shù)，該方法具有長距離檢測，檢測方式簡單，檢測精度高，且不需要預(yù)先對被檢測物進(jìn)行表面處理，能檢測帶包裹層以及埋地結(jié)構(gòu)中試件等特點(diǎn)，因此該方法可以應(yīng)用到長部件檢測中，以解決傳統(tǒng)檢測方法無法檢測長部件的問題[1-4]。

但是，由于電磁超聲換能器(EMAT)換能效率低，回波幅值很小，一般為微伏級別。同時(shí)，激勵(lì)產(chǎn)生的電磁干擾易通過空氣耦合進(jìn)入電磁超聲接收電路，導(dǎo)致系統(tǒng)存在嚴(yán)重的噪聲，使得接收到的信號被淹沒在噪聲信號中，嚴(yán)重影響接收系統(tǒng)的可靠性。因此，采集分析系統(tǒng)應(yīng)該具備在強(qiáng)噪聲條件下的信號檢測能力。

文獻(xiàn)[5]針對電磁超聲檢測電磁干擾強(qiáng)這一問題，設(shè)計(jì)了消除電磁干擾的硬件電路，在工況下進(jìn)行測試，結(jié)果表明該電路能夠?qū)崿F(xiàn)共模噪聲的有效消除。文獻(xiàn)[6]為了改善接收信號質(zhì)量,采用了基于諧振理論的選頻放大技術(shù)、基于互相關(guān)理論的鎖相放大技術(shù)以及平均技術(shù)3種方法對電磁超聲接收信號進(jìn)行處理，實(shí)驗(yàn)表明能將微弱的電磁超聲接收信號從強(qiáng)噪聲背景中分離,而平均技術(shù)則能夠有效改善接收信號的信噪比。文獻(xiàn)[7]利用硬件電路對回波信號進(jìn)行多級放大衰減和濾波以去除噪聲，再用軟件進(jìn)行濾波和去噪，提高了信噪比和分辨率。

針對錨桿檢測中導(dǎo)波的特性及上述文獻(xiàn)出現(xiàn)的測量準(zhǔn)確度問題，本文提出了一種電磁超聲導(dǎo)波信號采集分析系統(tǒng)。利用硬件電路和軟件信號處理對噪聲進(jìn)行抑制和消除。本文設(shè)計(jì)的采集分析系統(tǒng)硬件部分包括信號調(diào)理電路和信號采集電路，最后對整個(gè)電路采用殼體屏蔽的方式用鋁殼進(jìn)行封裝。軟件部分使用LabVIEW和MATLAB混合編程的方法，將基于變分模態(tài)分解(VMD)的希特波特(Hilbert)變換算法導(dǎo)入LabVIEW中進(jìn)行使用。

1 信號采集硬件電路的設(shè)計(jì)

1.1 采集系統(tǒng)整體設(shè)計(jì)

磁致伸縮導(dǎo)波信號采集分析系統(tǒng)以STM32F103ZE為MCU， AD7606 為專用信號采集模塊， 結(jié)合USB通信，實(shí)現(xiàn)對電壓信號的采集和傳輸。工作原理為：由磁致伸縮接收換能器采集磁致伸縮導(dǎo)波信號，經(jīng)信號調(diào)理電路后，通過AD7606將模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，在 STM 32 微處理器的控制下進(jìn)行信號接收和通信等，并結(jié)合變分模態(tài)分解(VMD)的希爾伯特變換(Hilbert)方法在PC上對信號進(jìn)行分析處理。系統(tǒng)整體設(shè)計(jì)圖見圖1。

圖1 系統(tǒng)整體設(shè)計(jì)

信號采集模塊主要采集信號參數(shù)，A/D轉(zhuǎn)換后傳輸至STM 32微控制器，對接收的數(shù)據(jù)進(jìn)行計(jì)算打包后，USB傳輸至 PC。系統(tǒng)分析模塊主要接收信號采集模塊發(fā)送的數(shù)據(jù)，并由PC顯示測量結(jié)果，利用基于VMD的Hilbert變換方法進(jìn)行分析處理。

1.2 信號調(diào)理設(shè)計(jì)

信號調(diào)理電路見圖2。在該電路的輸入端，加入了限幅電路。該電路由兩個(gè)一對二極管 D1、D2 反向并聯(lián)組成。當(dāng)檢測信號經(jīng)過限幅電路時(shí)不會(huì)有明顯的衰減，而發(fā)射電路的高壓電磁干擾會(huì)被二極管直接短接，有效地保證了接收電路的安全性。

第一級放大使用三極管作為輸入器件，以集成運(yùn)放作為第二級放大，輸出加以高通濾波，同時(shí)配以電阻和電容實(shí)現(xiàn)外圍補(bǔ)充，使得通頻帶內(nèi)增益的性穩(wěn)定和輸入阻抗都較高，而輸出阻抗較低；使用三極管結(jié)構(gòu)替代一般的集成運(yùn)放，使得電路結(jié)構(gòu)簡單，成本低；采用濾波電阻R6和濾波電容C3等并聯(lián)接入第二級級聯(lián)的放大器的正向端與地之間，進(jìn)一步除去干擾信號，使濾波效果更理想；電阻R5與C1串聯(lián)接電阻R1的連接關(guān)系，可提高級聯(lián)放大器的相位裕度、展寬頻帶，從而可實(shí)現(xiàn)寬帶寬的穩(wěn)定放大增益。在集成運(yùn)放芯片電源處加C11、C12起到去耦的作用。

1.3 信號采集設(shè)計(jì)

信號采集具體過程：經(jīng)信號調(diào)理電路處理后的電壓信號傳輸至AD7606進(jìn)行A /D轉(zhuǎn)換，并傳輸至STM32F103ZE微控制器。STM32F103ZE對接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行計(jì)算打包，通過USB將數(shù)據(jù)傳輸給 PC。信號采集模塊連接示意見圖3。

采集電路模塊以STM32F103ZE作為控制和處理核心，以AD7606為模/數(shù)轉(zhuǎn)換芯片?；诖胖律炜s效應(yīng)的電壓回波信號其頻率主要為30～150 kHz，且信號較為微弱，故需要一款低噪聲、采樣率較高的數(shù)據(jù)采集芯片，由香農(nóng)采樣定理計(jì)算，AD7606的200 kHz采樣頻率完全滿足本設(shè)計(jì)的需求，且有8個(gè)通道，可對多個(gè)信號進(jìn)行實(shí)時(shí)采集，即可對多個(gè)錨桿進(jìn)行同時(shí)采集，并且其電路組成簡單、價(jià)格便宜，可以很好的配合STM32系列芯片，非常適合。AD7606采用5 V單電源供電，不再需要正負(fù)雙電源，并支持真正±10 V或±5 V的雙極性信號輸入。

采集模塊與分析模塊數(shù)據(jù)之間采用基于高速USB通信模塊來實(shí)現(xiàn)的。錨桿檢測信息的實(shí)時(shí)數(shù)據(jù)保存，存入上位機(jī)軟件，需將采集卡采集到的數(shù)據(jù)傳入上位機(jī)軟件，但由于采樣率為200 kHz，一般USB傳輸電路難以達(dá)到預(yù)期要求，故需要接入高速USB電路，本設(shè)計(jì)采用較為常見的芯片F(xiàn)T2232HL，此芯片的波特率能到達(dá)10 Mbps，但由于STM32的串口最大波特率為4.5 Mbps，故采集電路能實(shí)現(xiàn)4.5 Mbps的數(shù)據(jù)實(shí)時(shí)數(shù)據(jù)上傳，完全滿足采集到的信號上傳需求。

圖2 信號調(diào)理電路原理圖

圖3 信號采集模塊連接圖

2 信號分析軟件的設(shè)計(jì)

2.1 VMD算法

為了克服電磁超聲導(dǎo)波存在的模態(tài)混疊，分解誤差較大的問題，本文采用變分模態(tài)分解(VMD)的方法。VMD的是一個(gè)信號分解的方法，與其他的信號分解不同之處體現(xiàn)在中心頻率和帶寬的求解中。該方法不需要對數(shù)據(jù)進(jìn)行線性平穩(wěn)化處理，而是可以自適應(yīng)的將信號分解，分解后的信號都有一個(gè)中心頻率，再根據(jù)尋優(yōu)確定每一個(gè)的帶寬[8-11]。

求解過程如下所述。

首先，對每個(gè)本征函數(shù)進(jìn)行Hilbert變換，得到每個(gè)IMF的解析信號及其單邊頻譜，見式(1)。

(1)

通過加入中心頻率e-jωkt，從而對每一個(gè)本征函數(shù)進(jìn)行調(diào)制，見式(2)。

(2)

計(jì)算上述每個(gè)解調(diào)信號梯度的平方范數(shù)，從而估計(jì)出每一個(gè)本征函數(shù)的帶寬。相對應(yīng)分的變分模型見式(3)。

(3)

為求取約束變分模型的最優(yōu)解，VMD通過引入二次懲罰因子a和Lagrange算子λ(t),將待求解的約束性變分問題轉(zhuǎn)變?yōu)榉羌s束性變分問題，其中二次懲罰因子a可保證信號的重構(gòu)精度，Lagrange算子λ(t)可加強(qiáng)約束，擴(kuò)展的Lagrange表達(dá)式見式(4)。

L=μk(t),ωkt,λ(t)=

(4)

(5)

將上式利用傅里葉變換，把時(shí)域變成頻域，用ω-ωk代替ω,則優(yōu)化問題的解見式(6)。

k∈{1,2,…,k}

(6)

依據(jù)相同的過程，則中心頻率更新方式見式(7)。

(7)

2.2 Hilbert算法

Hilbert變換，簡單來說就是一個(gè)九十度移相器。

u(t)=a(t)cos[θ(t)]+ia(t)sin[θ(t)]=a(t)eiθ(t)

(8)

這樣一來，信號x(t)的瞬時(shí)包絡(luò)a(t)、相位φ(t)和頻率ω(t)可以表示為式(9)～(11)。

(9)

2.3 系統(tǒng)上位機(jī)設(shè)計(jì)

為了能夠更加方便地實(shí)現(xiàn)人機(jī)交互，本文利用 LabVIEW 編程簡單方便、界面形象直觀、具有強(qiáng)大的數(shù)據(jù)可視化分析與處理等特點(diǎn)(其原理如圖5所示)，設(shè)計(jì)了如圖6所示的智能錨桿采集系統(tǒng)的主界面。通過它可以讓用戶更加直觀地完成磁致伸縮信號的采集、顯示、分析與處理。

LabVIEW提供了MATLAB Script節(jié)點(diǎn),通過該節(jié)點(diǎn)可以直接調(diào)用MATLAB應(yīng)用程序。圖7為LabVIEW程序框圖。該程序?qū)⑿盘柗殖晌鍌€(gè)分量，將后三個(gè)進(jìn)行重組顯示，如圖7所示。圖8左側(cè)為原始信號，中間為VMD去噪后波形，右側(cè)為去噪變換后的信號，明顯可以看出首波位置更加明顯，且信號信噪比增強(qiáng)。

圖4 VMD算法流程圖

圖5 原理流程圖

3 實(shí)驗(yàn)信號分析

本文采用一激一發(fā)的原理來進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ腿鐖D9所示。激勵(lì)信號為30 kHz脈沖信號，被測物為3 m長的裸錨桿，激勵(lì)換能器距離右端面60 cm，即A點(diǎn)；接收換能器距離右端面125 cm，即B點(diǎn)；在距離左端面60 cm處鋸開一個(gè)深度為8 mm的口作為缺陷。缺陷信號和端面信號不同，端面信號是一個(gè)斷面很容易的將信號都反射回來，而缺陷就是一個(gè)沒有截?cái)嗟目?，只?huì)有一部分的信號反射回來，大部分信號都會(huì)繼續(xù)向前傳遞直到信號遇到端面反射回來。接收波形圖見圖10。

圖6 上位機(jī)界面圖

圖7 程序框圖

圖8 波形結(jié)果圖

圖9 實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ蛨D

圖10 波形圖

由圖10可以看出，經(jīng)過VMD濾波后的信號幅值明顯減小，噪聲減小，信噪比提高，說明濾波效果較好。由頻散曲線可知，頻率為30 kHz時(shí)，速度為4 964 m/s。通過計(jì)算第一次通過信號和缺陷反射信號的時(shí)間差值，再乘以該頻率下的速度值可以算出缺陷位置，其結(jié)果見表1。

通過分析圖10和表1可以看出，經(jīng)小波濾波后的波形，波形表面平滑了且檢測精度準(zhǔn)確，缺陷位置誤差約為2.9 cm，而EMD和VMD不但可以讓波形平滑而且其精度都有所上升，尤其是經(jīng)VMD濾波后的Hilbert變換，缺陷位置明顯且準(zhǔn)確度提高，誤差只有0.37 cm。

表1 缺陷錨桿缺陷位置檢測

4 結(jié) 語

本文通過分析磁致伸縮導(dǎo)波的特點(diǎn)，提出了導(dǎo)波信號采集分析系統(tǒng)，能夠?qū)?dǎo)波信號數(shù)據(jù)進(jìn)行準(zhǔn)確采集和分析。該系統(tǒng)利用傳感器采集信號數(shù)據(jù)，通過USB模塊建立到 PC 的數(shù)據(jù)通信，結(jié)合LabVIEW進(jìn)行基于VMD的Hilbert變換分析處理，實(shí)現(xiàn)對錨桿的質(zhì)量檢測。

而在錨桿無損檢測中應(yīng)用該系統(tǒng)，可以較為準(zhǔn)確的測量出錨桿的長度及缺陷位置，為錨桿的安全使用奠定了基礎(chǔ)。系統(tǒng)傳輸性能好、速度快，適合推廣使用。