三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器原理及仿真分析

侯麗楠，王 聰，張 衡，張 瀟

（中國(guó)礦業(yè)大學(xué)（北京）機(jī)電與信息工程學(xué)院，北京 100083）

近年來，“多電平功率變換器”（multilevel power converter）因其在提高電壓應(yīng)用等級(jí)、降低諧波含量方面的巨大優(yōu)勢(shì)在高壓大功率場(chǎng)合得到了廣泛應(yīng)用[1]。多電平變換器的基本電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)大致可分為箝位型和單元級(jí)聯(lián)型兩大類[2-3]，例如，目前在工業(yè)中得到廣泛應(yīng)用的西門子公司或ABB公司的二極管鉗位型三電平中高壓變頻器，以及羅賓康公司或利德華福公司的級(jí)聯(lián)H橋中高壓變頻器。但這兩類的高壓變頻器的不足之處是在高壓整流側(cè)都需要體積龐大、成本高、接線復(fù)雜的工頻移相變壓器。

無工頻變壓器級(jí)聯(lián)式多電平變換器[4]近年來在電力電子技術(shù)領(lǐng)域受到廣泛關(guān)注。此類變換器中間級(jí)采用高頻隔離雙向DC/DC變換器雙向傳輸能量，取消了傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)式變換器中的移相變壓器，兩側(cè)或者高壓側(cè)采用級(jí)聯(lián)全控H橋（或級(jí)聯(lián)MMC）多電平功率變換器結(jié)構(gòu)，大大減小了系統(tǒng)體積、降低了系統(tǒng)重量。然而，此類變換器明顯的缺點(diǎn)表現(xiàn)在：級(jí)聯(lián)整流（或逆變）級(jí)各模塊以及雙向DC/DC變換模塊采用了較多造價(jià)昂貴的全控型器件，系統(tǒng)成本上升；運(yùn)行過程中開關(guān)損耗大，影響了系統(tǒng)整體效率；控制電路與控制算法設(shè)計(jì)復(fù)雜。實(shí)際上，在相當(dāng)多的實(shí)際工業(yè)應(yīng)用場(chǎng)合，能量并不需要在兩個(gè)方向傳輸。該類變換器在不需要能量回饋的風(fēng)機(jī)、泵類電動(dòng)機(jī)等三相電機(jī)節(jié)能調(diào)速領(lǐng)域的應(yīng)用并無明顯優(yōu)勢(shì)，也是制約其實(shí)用化的關(guān)鍵因素之一[5]。

為了解決無工頻變壓器級(jí)聯(lián)式多電平變換器整流級(jí)需采用大量全控型器件的問題，文獻(xiàn)[6]提出了一種全部應(yīng)用全控型電力半導(dǎo)體器件采用三相橋線電壓級(jí)聯(lián)的整流器，該變換器可直接用于三相高壓大功率系統(tǒng)的整流級(jí)，相比于傳統(tǒng)的級(jí)聯(lián)H橋變換器，在三相系統(tǒng)應(yīng)用中可以少用一半的全控型器件，但三模塊級(jí)聯(lián)時(shí)仍需采用18個(gè)全控型器件，且每個(gè)全控器件須承受該模塊全部直流母線電壓值。而且該變換器的級(jí)聯(lián)模塊數(shù)必須按3m個(gè)數(shù)增長(zhǎng)，級(jí)聯(lián)級(jí)數(shù)僅可為2m，難以在特定電壓下，達(dá)到模塊個(gè)數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)。

本文提出一種能量單方向傳輸?shù)?、能在高電壓下完成整流的新型變換器拓?fù)洹嗑€電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器。該新型變換器拓?fù)淇梢宰鳛槟芰繂畏较騻鬏數(shù)男乱淮懈邏鹤儔鹤冾l器的整流級(jí)，應(yīng)用在不需要能量回饋的風(fēng)機(jī)、泵類電動(dòng)機(jī)等三相電機(jī)的節(jié)能調(diào)速領(lǐng)域，在高電壓下完成單位功率因數(shù)整流。與三相全控型級(jí)聯(lián)H橋整流器相比，此級(jí)聯(lián)整流器在級(jí)聯(lián)模塊數(shù)相同時(shí)（例如均為三個(gè)模塊級(jí)聯(lián)）可以少用27個(gè)全控型電力半導(dǎo)體器件。與文獻(xiàn)[6]提出的全部應(yīng)用全控型器件采用同樣三相橋線電壓級(jí)聯(lián)的整流器相比，可少用一半的全控型器件，且每個(gè)全控型器件的耐壓要求降低一半。此外，三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器的級(jí)聯(lián)模塊數(shù)可以為3m-3，級(jí)聯(lián)級(jí)數(shù)可逐級(jí)遞增，更易向更高級(jí)數(shù)拓展。由級(jí)聯(lián)VIENNA變換器作為整流級(jí)的新一代中高壓變壓變頻器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)復(fù)雜多樣，其逆變級(jí)可由級(jí)聯(lián)H橋變換器星接或三電平變換器星接等多種拓?fù)浣M成。圖1為基于級(jí)聯(lián)VIENNA變換器的新一代中高壓變壓變頻器一種可能的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其逆變級(jí)由與ABB中高壓變頻器ACS5000逆變級(jí)結(jié)構(gòu)相同的三電平結(jié)構(gòu)組成。與ABB中高壓變頻器不同之處在于，ACS5000采用工頻變壓器隔離整流，而圖1所示電路前端采用級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)整流，中間級(jí)采用高頻隔離產(chǎn)生3個(gè)相互隔離的直流電源。

本文對(duì)所提三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理進(jìn)行了充分的論述，提出了相應(yīng)的控制策略。理論分析和仿真結(jié)果表明，所提新型變換器拓?fù)?，可以具有很高的功率因?shù)和很低的總諧波畸變 THD（total harmonic distortion）；可以始終保持各模塊直流輸出電壓均衡一致性。與傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)變換器相比，可大大減少全控器件個(gè)數(shù)和耐壓值，從而使得控制復(fù)雜度和成本均得以降低。為新一代高頻隔離中高壓變壓變頻器的整流級(jí)設(shè)計(jì)提供了一種很有價(jià)值的選擇。

圖1 新一代中高壓變壓變頻器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of a new generation of medium-and high-voltage frequency converter

1 三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

基本二級(jí)級(jí)聯(lián)三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器由星形連接且不帶中性線的三相交流電源、9個(gè)輸入電感和3個(gè)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器組成，如圖2所示。

圖2 二級(jí)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器Fig.2 Two-level cascaded three-phase VIENNA converter

變換器的級(jí)聯(lián)模塊基本單元為三相VIENNA變換器，通過三相輸入線電壓級(jí)聯(lián)疊加的連接方式以降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力，提升電壓應(yīng)用等級(jí)，使該變換器適合應(yīng)用在高壓大功率等級(jí)場(chǎng)合。記3個(gè)三相VIENNA變換器對(duì)應(yīng)相上下兩橋臂的連接點(diǎn)分別為 A1、B1、C1；A2、B2、C2和A3、B3、C3，3 個(gè)與三相電源連接的升壓電感的輸出端分別為A、B、C。為簡(jiǎn)化研究，假設(shè)如下：①三相輸入電壓平衡，且其內(nèi)阻為0；②級(jí)聯(lián)模塊的所有元件參數(shù)相同，并且開關(guān)器件均為理想全控型器件；③所有級(jí)聯(lián)模塊交流側(cè)濾波電感和直流側(cè)濾波電容相等，且為理想元件，記為L(zhǎng)a1=Lb1=Lc1=La2=Lb2=Lc2=La3=Lb3=Lc3=L,Caf1=Caf2=Cbf1=Cbf2=Ccf1=Ccf2=C；3個(gè)負(fù)載電阻阻值相等，記為：R1=R2=R3=R。

結(jié)合假設(shè)條件可得3個(gè)三相VIENNA變換器的輸出電壓平均值相等，設(shè)為UO1=UO2=UO3=UO。忽略三相VIENNA變換器的中點(diǎn)電位波動(dòng)，認(rèn)為每個(gè)直流輸出電容上的電壓相等，設(shè)為udc1=udc2=udc3=udc4=udc5=udc6=udc=UO/2。由圖2可知，級(jí)聯(lián)VIENNA變換器交流側(cè)線電壓是由連接線 C1A3、A2B1、B3C2將 3個(gè)級(jí)聯(lián)模塊連接生成，因此可得三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器的輸入側(cè)線電壓為

由式（1）可知，每?jī)上嚅g的線電壓都由2個(gè)模塊通過升壓電感級(jí)聯(lián)疊加構(gòu)成，故定義圖2所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為二級(jí)級(jí)聯(lián)的三相VIENNA變換器。由變換器電路結(jié)構(gòu)可知，它只需9個(gè)全控型器件，且每個(gè)全控型器件只需承受直流母線電壓的一半。

通過有源功率因數(shù)校正技術(shù)，可以使圖2所示二級(jí)級(jí)聯(lián)的三相VIENNA變換器實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)整流，此時(shí)輸入電流為近似正弦且三相對(duì)稱，設(shè)此時(shí)三相輸入電流基波分量[7]為

式中：I為輸入基波電流有效值；ω為輸入電源基波角頻率。

將每個(gè)級(jí)聯(lián)模塊視為一個(gè)廣義結(jié)點(diǎn)，則圖2（a）二級(jí)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器電路拓?fù)淇傻刃閳D2（c）電路結(jié)構(gòu)，即3個(gè)級(jí)聯(lián)模塊為三角形接法與星形接法的三相電源相連[8]，結(jié)點(diǎn)①、②、③分別表示A相、B相、C相級(jí)聯(lián)模塊。由圖2（c），根據(jù)該變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及三相變換器線電流與相電流關(guān)系可得3個(gè)級(jí)聯(lián)模塊的三相輸入電流[9]為

由三相VIENNA整流器的工作原理可知，變換器三相橋臂電壓的電平不僅與對(duì)應(yīng)相開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)（1或0）有關(guān)，還受到該相電流方向的影響，其表達(dá)式為

根據(jù)三相VIENNA變換器的工作原理[10]，式（1）可以進(jìn)一步描述為

由式（5）可知,ia1、ib2、ic3，ib1、ic2、ia3，ia2、ib3、ic1對(duì)稱，依次相差120°。

2 直流側(cè)輸出電壓諧波分析

設(shè)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器3個(gè)級(jí)聯(lián)模塊各橋臂的電壓開關(guān)函數(shù)分別為

令級(jí)聯(lián)變換器第1個(gè)模塊的各橋臂開關(guān)管SA1、SB1、SC1開關(guān)函數(shù)基波分量分別為 JA1、JB1、JC1，則第1個(gè)模塊對(duì)應(yīng)橋臂電壓開關(guān)函數(shù)基波分量[11]da1、db1、dc1為

式中，M為調(diào)制比。

由式（7）易見，當(dāng) SA1、SB2、SC3；SB1、SC2、SA3；SA2、SB3、SC1依次相差120°時(shí)，即可使變換器正常工作，輸出三相對(duì)稱的線電壓。同理可得，級(jí)聯(lián)變換器第2、第3模塊對(duì)應(yīng)橋臂電壓開關(guān)函數(shù)基波分量 da2、db2、dc2，da3、db3、dc3分別為

由級(jí)聯(lián)變換器各模塊直流輸出側(cè)電路拓?fù)涞?/p>

由級(jí)聯(lián)變換器功率守恒可得

式中，U為電源輸入電壓有效值。

聯(lián)立式（6）～式（11），令 M=1，可得該級(jí)聯(lián)變換器各模塊直流側(cè)輸出電壓分別為

從式（12）可知，級(jí)聯(lián)變換器3個(gè)級(jí)聯(lián)模塊的直流側(cè)輸出電壓中均含有二次諧波分量，其大小與輸入電流、直流側(cè)濾波電容、電阻負(fù)載等均有關(guān)，且相位依次相差120°。由此可知，在不改變電路拓?fù)?、維持輸入電流正弦和實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的情況下，直流側(cè)電容電壓的二次諧波是不可避免的。而二次諧波本身對(duì)電路的正常工作有一定影響，比如直流側(cè)電容電壓峰值、直流輸出電壓波動(dòng)、控制環(huán)穩(wěn)定性等[12]。實(shí)際的電路設(shè)計(jì)中可以通過改變與交流分量有關(guān)的電路參數(shù)來減少其對(duì)電路工作的影響。

3 三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器級(jí)聯(lián)拓展方式

由二級(jí)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器拓?fù)涞臉?gòu)造思路，可得由6個(gè)三相VIENNA整流器子模塊組成的三級(jí)級(jí)聯(lián)三相三線VIENNA變換器，如圖3所示。

根據(jù)圖3所示電路結(jié)構(gòu)，可得三級(jí)級(jí)聯(lián)VIENNA變換器的輸入側(cè)線電壓分別為

圖3 三級(jí)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器Fig.3 Three-level cascaded three-phase VIENNA converter

由式（13）可知，三級(jí)級(jí)聯(lián)VIENNA變換器每?jī)上嚅g線電壓都是通過升壓電感由3個(gè)模塊級(jí)聯(lián)疊加構(gòu)成。由上述構(gòu)成思想，可以得到m級(jí)級(jí)聯(lián)VIENNA變換器的拓展方法，即m級(jí)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器每?jī)上嚅g線電壓都由m個(gè)模塊級(jí)聯(lián)疊加構(gòu)成，其輸入側(cè)線電壓為

圖4 四級(jí)級(jí)聯(lián)VIENNA變換器的簡(jiǎn)化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.4 Simplified topology of four-level cascaded VIENNA converter

圖5 五級(jí)級(jí)聯(lián)VIENNA變換器的簡(jiǎn)化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.5 Simplified topology of five-level cascaded VIENNA converter

由式（14）可知：對(duì)于m級(jí)級(jí)聯(lián)的三相VIENNA變換器，由（3m-3）個(gè)三相VIENNA變換器模塊構(gòu)成，共需要（9m-9）個(gè)全控型器件和（6m-6）個(gè)直流輸出電容；由該式可得不同級(jí)聯(lián)模塊各相橋臂連接點(diǎn)處的電路連接關(guān)系，此式中不含有的其余橋臂連接點(diǎn)則按照一定的方式通過升壓電感連接起來。按上述擴(kuò)展方法得到的四級(jí)和五級(jí)級(jí)聯(lián)的三相VIENNA變換器的簡(jiǎn)化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4和圖5所示。

4 三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器的控制方法

二級(jí)級(jí)聯(lián)的三相VIENNA變換器的控制框圖如圖6所示。此控制方法充分利用三相平衡電網(wǎng)中功率因數(shù)為1時(shí)VIENNA變換器電流相位實(shí)時(shí)跟蹤電壓相位的特性，采用雙閉環(huán)控制來穩(wěn)定輸出電壓，實(shí)現(xiàn)有源功率因數(shù)校正[13-14]。與傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制3個(gè)變換器、9個(gè)功率開關(guān)需要9個(gè)電流環(huán)不同，此控制方法通過引入延時(shí)環(huán)節(jié)的移相作用將電流環(huán)簡(jiǎn)化為3個(gè)，降低了控制結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性。此控制方法主要由電壓環(huán)、電流環(huán)、延時(shí)環(huán)節(jié)三部分組成。

圖6 二級(jí)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器控制框圖Fig.6 Control block diagram of two-level cascaded three-phase VIENNA converter

（1）直流電壓環(huán)（DC loop）。直流電壓環(huán)是將三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器的3個(gè)模塊直流電壓輸出和與直流電壓給定信號(hào)比較后，交流電流的指令信號(hào)與實(shí)際電流信號(hào)比較后送入PI調(diào)節(jié)器，輸出與三角波比較，生成A1、B1、C1相有源開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào) SA1、SB1、SC1。

（3）延時(shí)環(huán)節(jié)（delay loop）。由三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA 變換器的工作原理可知， 當(dāng) SA1、SB2、SC3；SB1、SC2、SA3；SA2、SB3、SC1依次相差 120°時(shí)， 即可使變換器的輸入側(cè)線電壓三相對(duì)稱，保證其正常工作。因此，將第1個(gè)模塊的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)SA1、SB1、SC1依次延時(shí) 120°（T/3）， 作為第 2 個(gè)模塊 B2、C2、A2相有源開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào) SB2、SC2、SA2；依次延時(shí) 240°（2T/3），作為第 3個(gè)模塊 C3、A3、B3相有源開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)SC3、SA3、SB3。

在控制更高級(jí)數(shù)三相級(jí)聯(lián)VIENNA變換器時(shí)，直流電壓環(huán)不變，增加相應(yīng)模塊的電流環(huán)，并將延時(shí)環(huán)節(jié)擴(kuò)展[16-17]。如三級(jí)級(jí)聯(lián)時(shí)，電流環(huán)包括第1個(gè)模塊和第2個(gè)模塊的6個(gè)電流環(huán)，生成一模塊的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)SA1、SB1、SC1和二模塊開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào) SA2、SB2、SC2；延時(shí)環(huán)節(jié)將 SA1、SB1、SC1、SA2、SB2、SC2依次延時(shí)120°（T/3），作為三、四模塊的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào) SB3、SC3、SA3、SB4、SC4、SA4，依次延時(shí) 240°（2T/3），作為五、六模塊的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào) SC5、SA5、SB5、SC6、SA6、SB6。送入PI調(diào)節(jié)器，其輸出作為電流環(huán)的參考電流給定信號(hào)[15]。三模塊求和可以將各模塊直流輸出電壓的二次諧波交流分量抵消掉，防止其進(jìn)入變換器內(nèi)部，降低變換器的穩(wěn)定性。

（2）電流環(huán)（current loop）。第 1 個(gè)模塊的電流環(huán)將id與相應(yīng)的A相相電壓，AB相、CA相線電壓相位相同的正弦信號(hào)相乘，得到A相變換器的3個(gè)

5 仿真及結(jié)果分析

為了驗(yàn)證三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器作為新一代中高壓變壓變頻器整流級(jí)的可行性及其控制方法的有效性，以二級(jí)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器和三級(jí)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器為例，采用PSIM仿真軟件搭建仿真平臺(tái)進(jìn)行分析，主要仿真參數(shù)見表1。

表1 仿真參數(shù)Tab.1 Simulation parameters

圖7～圖10為二級(jí)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器的仿真結(jié)果。

圖7為二級(jí)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器的A相輸入電壓及A、B、C三相輸入電流波形。由圖7可見，A相輸入電流波形為正弦波，其相位與A相輸入電壓相位相同，功率因數(shù)近似為1，實(shí)現(xiàn)了有源功率因數(shù)校正。三相輸入電流快速傅里葉變換FFT（fast fourier transform）分析結(jié)果如圖8所示，輸入電流基波幅值為23.0 A，電流總諧波畸變THD≈2.5%，滿足電網(wǎng)對(duì)THD<5%的要求。

二級(jí)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器第1個(gè)級(jí)聯(lián)模塊的 3 個(gè)橋臂連接點(diǎn) A1、B1、C1處的電流 ia1、ib1、ic1的波形如圖9所示。由圖9可見，ia1的峰值ia1max=23.0 A，ib1、ic1的峰值， 且 ib1超前 ia1150°，ic1滯后ia1150°，可見，其幅值和相位關(guān)系滿足式（5）。

圖7 輸入電壓及輸入電流波形Fig.7 Waveforms of input voltage and input current

圖8 輸入電流FFT分析Fig.8 FFT analysis of input current

圖9 第1個(gè)級(jí)聯(lián)模塊的三橋臂電流Fig.9 Three bridge-arm currents of the first cascaded module

圖10 直流側(cè)輸出電壓波形Fig.10 Waveforms of DC-side output voltage

圖10為該變換器3個(gè)級(jí)聯(lián)模塊直流側(cè)電壓輸出波形。由圖10可知，在0.2 s時(shí)，三個(gè)輸出模塊直流側(cè)電壓均達(dá)到穩(wěn)定，可維持在1 000 V，且輸出紋波很小，約為1.98%。3個(gè)級(jí)聯(lián)模塊的直流側(cè)輸出電壓均含有二次諧波交流分量，且其幅值相同，相位依次相差120°，驗(yàn)證了理論推導(dǎo)的正確性。

圖11～圖14為三級(jí)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器的仿真結(jié)果。由圖11可見，在本文控制策略下，三相電流對(duì)稱，基本實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)，電流與電壓同相位。圖12為三相輸入電流FFT分析結(jié)果，輸入電流基波幅值為10.8 A，電流總諧波畸變THD≈1.7%，滿足電網(wǎng)對(duì)THD<5%的要求；與二級(jí)級(jí)聯(lián)VIENNA變換器相比，電流諧波含量更少。圖13為三組電流的仿真波形，由圖可知，每組波形都實(shí)現(xiàn)了正弦化，且基本三相對(duì)稱，無環(huán)流產(chǎn)生，變換器的穩(wěn)定性很好。圖14為三級(jí)級(jí)聯(lián)三相VIENNA變換器6個(gè)級(jí)聯(lián)模塊直流側(cè)輸出電壓波形，由圖可知，6模塊直流輸出電壓均可達(dá)到穩(wěn)定，可維持在500 V；穩(wěn)態(tài)時(shí)，在一個(gè)交流周期內(nèi)，6個(gè)級(jí)聯(lián)模塊的直流側(cè)輸出電壓的平均值和峰-峰值見表2，可知其平均值均可在500 V保持穩(wěn)定，但模塊2、4、6輸出電壓的紋波要比模塊1、3、5小。

圖11 輸入電壓及輸入電流波形Fig.11 Waveforms of input voltage and input current

圖12 輸入電流FFT分析Fig.12 FFT analysis of input current

圖13 3組對(duì)稱電流的仿真波形Fig.13 Simulation waveforms of three groups of symmetrical current

圖14 六模塊直流側(cè)輸出電壓波形Fig.14 Waveforms of DC-side output voltage from six modules

仿真波形與理論推導(dǎo)一致，由此表明，在本文提出的控制策略下，三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器可以實(shí)現(xiàn)輸入電流波形的正弦化、輸入電流與輸入電壓同相位以及直流側(cè)電壓的多路穩(wěn)定輸出。證明了三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器可以作為新一代中高壓變壓變頻器的整流級(jí)，實(shí)現(xiàn)有源功率因數(shù)校正和直流側(cè)輸出電壓穩(wěn)定。

表2 三級(jí)級(jí)聯(lián)VIENNA變換器直流側(cè)穩(wěn)態(tài)輸出電壓Tab.2 Steady values of DC-side output voltage from three-level cascaded VIENNA converter

6 結(jié)論

（1）本文提出的三相線電壓級(jí)聯(lián)VIENNA變換器適合應(yīng)用在高壓大功率等級(jí)場(chǎng)合，可以作為新一代中高壓變壓變頻器的整流級(jí)，在高電壓下實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)整流；實(shí)現(xiàn)輸入電流正弦化和很低的總諧波畸變THD；可以始終保持各模塊直流輸出電壓均衡一致性。

（2）與傳統(tǒng)的級(jí)聯(lián)變換器相比，此變換器在級(jí)聯(lián)級(jí)數(shù)相同時(shí)，所需開關(guān)管個(gè)數(shù)少，耐壓低，降低了變換器的成本和體積，更具經(jīng)濟(jì)性。

（3）此變換器級(jí)聯(lián)級(jí)數(shù)可逐級(jí)遞增，可產(chǎn)生各種特定的直流電壓值，更易向更高級(jí)數(shù)擴(kuò)展。且級(jí)聯(lián)級(jí)數(shù)越高，三相輸入電流諧波含量越低。