兩種VIENNA整流器控制策略比較

楊佳， 曼蘇樂， 楊晨

(1.上海交通大學(xué) 電氣工程系 ，上海 200030；2.國網(wǎng)蘇州供電公司,江蘇 蘇州 215008)

0 引 言

VIENNA整流器具有功率密度高，開關(guān)損失小，體積小等優(yōu)點，是一種基于三相三電平拓撲結(jié)構(gòu)的整流器。近年來也成為了電力電子學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的重要研究對象。因而VIENNA整流器相關(guān)領(lǐng)域有大量的控制策略得以應(yīng)用，例如空間電壓矢量控制、直接電流控制等。本文搭建了VIENNA整流器試驗平臺，并對基于電壓定向SVPWM控制和基于物理解耦的單周期策略兩種控制策略進行了仿真分析和試驗分析。

1 VIENNA整流器的控制原理

1.1 VIENNA整流器的數(shù)學(xué)模型

如圖1所示，VIENNA整流器由3個獨立的橋臂組成，而每個橋臂由2個功率二極管和一個可控雙向開關(guān)組成，而該可控雙向開關(guān)由兩個N道溝增強型MOSFET組成[1]。圖1中Sa、Sb、Sc等雙向開關(guān)皆由如上所示兩個MOSFET構(gòu)成。

圖1 VIENNA整流器拓撲結(jié)構(gòu)

由圖1可知，VIENNA整流器的電壓方程為：

(1)

式中:Ua、Ub、Uc為三相輸入電壓;La、Lb、Lc為三相各輸入電感;UON為輸出電壓中點到三相輸入中性點的電壓;UaO、UaO、UaO為整流器各相的輸入電壓。

對于三相對稱系統(tǒng)而言，當(dāng)輸出測電容電壓平衡時，UCp=UCn=Udc/2，由此可知

(2)

式中:UON為輸出電壓中點到三相輸入中性點的電壓;UaO、UaO、UaO為整流器各相的輸入電壓。

1.2 SVPWM控制策略工作原理

SVPWM控制策略工作原理如下：就橋臂D1-D2而言，當(dāng)開關(guān)Sa開通時，整流器的輸入端電壓鉗于輸出側(cè)電壓中點；當(dāng)開關(guān)Sa關(guān)斷時，整流器的輸入端電壓為+Udp(正半周電容電壓)或-Udn(負半周電容電壓)，輸入電壓極性與輸入電流方向正負半周相關(guān)。根據(jù)以上原理，橋臂D1-D2有“1”，“0”，“-1”等3個開關(guān)狀態(tài)，即整流器的輸入端被分別鉗位于輸出側(cè)電壓的正極、中點和負極。同樣，可以根據(jù)此分析方法對B、C兩相進行相同分析[2]。

整流器由3個橋臂組成，而每個橋臂可以有3個開關(guān)狀態(tài)，但由于VIENNA整流器結(jié)構(gòu)的特點，[1 1 1] 和[-1 -1 -1]這兩個開關(guān)狀態(tài)并不存在，因此總的開關(guān)狀態(tài)數(shù)為33- 2 = 25，這25個開關(guān)狀態(tài)一共產(chǎn)生了19個不同的電壓矢量，開關(guān)狀態(tài)及空間矢量如圖2所示。

圖2 VIENNA整流器的空間矢量圖

SVPWM控制策略有其固有的控制要求，在電壓的調(diào)制過程中，必須保證電壓矢量與電流矢量同極性。在控制過程中，根據(jù)電流極性的不同，將整個空間矢量平面劃分為6個電流扇區(qū)，劃分方法如圖2所示，并依次命名為電流扇區(qū)(SI)I,II,III,IV,V,VI。同樣，將對應(yīng)電流扇區(qū)根據(jù)電壓矢量調(diào)制的需求劃分為6個小扇區(qū)，依次命名為電壓扇區(qū)(SV)1,2,3,4,5,6。

SVPWM控制策略中的矢量調(diào)制采用的是常用的7段脈沖法。根據(jù)電壓矢量的電流扇區(qū)和小扇區(qū)位置，選擇合適的空間矢量調(diào)制對應(yīng)SVPWM脈沖波形。根據(jù)伏秒平衡原理，可以得到矢量作用時間方程如下:

(3)

式中:V0、V1、V2為根據(jù)電壓矢量所在扇區(qū)劃分選擇的小矢量、大矢量、中矢量;Ts為控制開關(guān)周期，T0、T1、T2分別為小矢量、大矢量、中矢量作用時間。根據(jù)式(3)可以解得各矢量作用，從而得到對應(yīng)SVPWM波形。

以圖2所示電壓矢量為例，電壓矢量uαβ位于電流扇區(qū)的第I扇區(qū)，同時位于該電流扇區(qū)的第1電壓扇區(qū)(即電流扇區(qū)SI=I，電壓扇區(qū)SV=1)時，開關(guān)控制脈沖序列為100-000-010-011-010-000-100，其中小矢量作用時間為T0，大矢量作用時間為T1，中矢量作用時間為T2，其對應(yīng)的SVPWM波形如圖3所示。

圖3 SVPWM三相脈沖波形

1.3 物理解耦的單周期控制方案

對三相三線制VIENNA整流器進行解耦有一個重要的前提，解耦的系統(tǒng)必須是三相對稱系統(tǒng)，如果三相偏差過大，則電流環(huán)需要保證三相功率平衡，才能實現(xiàn)解耦[3]。在滿足系統(tǒng)對稱性的前提下，可以將三相三線VIENNA整流器解耦，可等效為三個單相三電平整流器的并聯(lián)。其中單個單相三電平整流器的結(jié)構(gòu)如圖4所示(以A相為例)[4]。

圖4 單相三電平整流器主電路(A相)

為了簡化推導(dǎo)過程，分析穩(wěn)態(tài)特性，先作以下假定：

(1)忽略電感中的電流紋波，電路處于準穩(wěn)態(tài)，且運行與CCM模式；

(2)輸入電壓頻率遠小于開關(guān)頻率，輸入電壓ua、電感電流ia、電容電壓Udp、Udn在一個開關(guān)周期內(nèi)可以認為是恒定值；

(3)電路中各元件設(shè)定為理想元件。

基于以上假定，使用狀態(tài)平均法[5]6-15可得到電感的平均狀態(tài)方程。以A相為例，所得平均狀態(tài)方程

(4)

式中:符號ia為A相電感電流的開關(guān)周期平均值;Ua為A相輸入電壓的開關(guān)周期平均值;Udp為正向電容電壓Udp的開關(guān)周期平均值;Udn為負向電容電壓Udn的開關(guān)周期平均值;UON為輸出電壓中點到三相輸入中性點的電壓的開關(guān)周期平均值;La為A相輸入電容;d為占空比。如果將輸入電壓和電感電流都取絕對值，則整流器在正、負兩半周內(nèi)方程相同，故只對正半周進行分析。

使用擾動法以及線性化[5]15-18，可得電路的靜態(tài)工作點方程以及線性化之后的小信號交流模型。

Ua-UON=(1-D)Udp

(5)

(6)

由以上方程可得到電感電流對占空比的傳遞函數(shù)

(7)

式中:Udp為正向電容Cp上的電壓;La為A相輸入電容;ia為A相輸入電流。

2 仿真分析

為了對以上兩種控制策略進行比較分析，在Simulink仿真環(huán)境下建立了仿真電路，具體仿真參數(shù)為：三相3線制輸入110 V/50 Hz，輸出端DC 400 V；開關(guān)頻率f=12.8 kHz，輸出最大功率Pmax=1.5 kW，三相輸入電感L=400 μH，輸出側(cè)兩濾波電容Cp=Cn=440 μF。

圖5給出了兩種控制策略下VIENNA整流器的輸入電壓、輸入電流波形。仿真系統(tǒng)中測得SVPWM控制策略的輸入電流的THD=8.31%，單周期控制策略的輸入電流的THD=10.77%。

圖5 兩種控制策略下的整流器A相輸入電壓、輸入電流仿真波形

3 試驗分析

為了對兩種控制策略仿真結(jié)果進行比較驗證，采用DSP芯片tms320f28346制作了一臺三相3線制VIENNA整流器試驗樣機，進行試驗對比。

試驗樣機參數(shù)為：電源線電壓Un=110 V，直流母線電壓Udc=220 V，輸入側(cè)相電感La=0.4 mH，直流母線電容Cp=Cn=440 μF，最大輸出功率Pmax=1.5 kW。

圖6 兩種控制策略下的整流器A相輸入電壓、輸入電流試驗波形

SVPWM控制策略和單周期控制策略的輸入電壓、輸入電流試驗的波形分別如圖6所示。而兩種控制策略對應(yīng)的輸入電流波形諧波如圖7所示，SVPWM控制策略的輸入電流的THD=3.10%，單周期控制策略的輸入電流的THD=3.05%。

從波形及THD分析中，可以得知SVPWM控制策略的諧波主要為低次諧波，而單周期控制策略的諧波中低次諧波分量低于SVPWM控制策略，主要集中于開關(guān)頻率分段。因此，采用SVPWM控制策略相較于單周期控制策略，具有較小的開關(guān)損耗。

圖7 兩種控制策略下的整流器輸入電流諧波分析

4 結(jié)束語

綜上所述，在VIENNA整流器中，采用SVPWM控制策略與

單周期PFC控制策略都可以得到較小的THD，而采用SVPWM控制策略得到的輸入電流波形具有更小的高次諧波分量，因而具有更小的開關(guān)損耗。從提高整流器的整體效率的角度考慮，SVPWM控制策略是一種更為理想的控制方法。