單相Boost型APFC電路研究

方 飛，薛 峰，杜曉婷

近年來，電力電子裝置廣泛應(yīng)用于電網(wǎng)、電子產(chǎn)品、工業(yè)生產(chǎn)、通訊等各種領(lǐng)域，其使用造成大量諧波電流和無功成份，使得電網(wǎng)的電能質(zhì)量惡化。諧波造成諧波壓降，引起變壓器和供電線路過熱、降低電器的額定值，并且產(chǎn)生電磁干擾，影響各種用電設(shè)備正常安全經(jīng)濟(jì)運(yùn)行。采用有源功率因數(shù)校正技術(shù)是解決上述問題的有效途徑。對(duì)于消除電力系統(tǒng)的諧波有無源PFC技術(shù)和有源APFC技術(shù)兩種辦法。無源功率校正技術(shù)通過主電路中串入無源LC濾波器，LC濾波器體積龐大，在穩(wěn)態(tài)條件下不產(chǎn)生電磁干擾，但電網(wǎng)阻抗或頻率發(fā)生變化時(shí)，濾波效果不能保證，動(dòng)態(tài)特性較差，易引起并聯(lián)諧振，只能實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)提高到0.7-0.8，一般應(yīng)用在中小容電源裝置。有源功率因數(shù)校正技術(shù)(APFC)是在電力電子裝置的整流電路輸出與濾波電容之間增加有源功率變換器，以此消除諧波和降低無功電流成分，使得輸入電流校正成為與電網(wǎng)電壓相位、頻率保持一致正弦波，將電力電子裝置功率因數(shù)提高到近似為1。與無源功率校正技術(shù)相比較能進(jìn)一步抑制電力電子裝置的低次諧波，提高功率因數(shù)。APFC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有Boost、Buck、Boost-Buck、Zeta、Cuk等多種的電路拓樸，而BOOsT型校正電路由于主電路的具有結(jié)構(gòu)簡單、變換效率高、控制策略易實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)，因此，單相BOOST 型功率因數(shù)校正變換器是應(yīng)用最廣泛的一種單相有源功率因數(shù)校正電路。根據(jù)PWM調(diào)制技術(shù)的不同，其可以分為CCM模式、DCM模式、CRM模式有源功率因數(shù)校正變換器。盡管有源功率因數(shù)校正技術(shù)對(duì)消除電網(wǎng)諧波污染、提高功率因數(shù)的效果顯著，但其PWM控制電路比較復(fù)雜，隨著功率集成電子技術(shù)的不斷發(fā)展，專用于有源功率因數(shù)校正技術(shù)(APFC)的集成芯片(IC)已被開發(fā)出來，這對(duì)要求高功率因數(shù)及低諧波的各類電力電子裝置設(shè)計(jì)提供了技術(shù)支持。

1 單相BoosT型功率因數(shù)校正原理及控制策略

1.1 功率因數(shù)的定義

整流電路的輸入電源由交流工頻50HZ的電網(wǎng)提供，經(jīng)二極管橋式整流后供給直流電，這是電力電子技術(shù)中常用的一種基本整流方式，整流電路通常由全波整流器和后面的儲(chǔ)能電容組成，如圖1(a)所示。整流器和濾波電容是一種非線性的元件組合，因此，對(duì)于交流側(cè)電網(wǎng)表現(xiàn)為非線性負(fù)載。而工頻正弦電壓或電流作用于非線性負(fù)載時(shí)，就會(huì)產(chǎn)生非工頻的電力諧波，可以用傅立葉級(jí)數(shù)對(duì)其展開及分析。如圖1(b)所示，輸入電流波形發(fā)生畸變，導(dǎo)致功率因數(shù)下降，并產(chǎn)生高次諧波分量，污染電網(wǎng)。

圖1 二極管整流電路及輸入電壓、電流波形

在二極管整流電路電路中，不可控的二極管是非線性元件，因而簡單線性相移功率因數(shù)不適合反映這種非線性負(fù)載功率因數(shù)。由于非線性負(fù)載的功率因數(shù)與輸入電流波形的失真關(guān)系緊密，當(dāng)輸入電壓為正弦波時(shí)，輸入電流波形易發(fā)生正弦畸變，導(dǎo)致功率因數(shù)很低。此時(shí)，功率因數(shù)定義為有功功率(P)與視在功率(S)的比值，用公式表示為

(1)

諧波失真度(THD)定義為畸變電流總諧波的有效值與輸入電流基波有效值之比，用來表示電流諧波的含有量：

(2)

功率因數(shù)與諧波失真度THD的關(guān)系：

(3)

故：

(4)

由公式(1)(4)可知，對(duì)于非線性負(fù)載，功率因數(shù)由輸入電流的基波因子γ和cosφ1決定，輸入電流的基波因子γ與基波電流成正比，基波位移因數(shù)cosφ1與有功功率成正比，為使功率因數(shù)(PF)接近 1，基波因子γ和基波位移因數(shù)cosφ1都要近似為1。綜上，功率因數(shù)隨著交流側(cè)輸入電流所含諧波的增大而降低，若要提高裝置的功率因數(shù)，需要考慮降低諧波含量和消 除輸入電流基波位移因數(shù)，同時(shí)改善基波因子γ和基波位移因數(shù)cosφ1，改善功率因數(shù)。

1.2 單相Boost型有源功率因數(shù)校正(APFC)原理

有源功率因數(shù)校正(APFC)是通過在不可控整流電路與濾波電容之間加入直流-直流有源功率變換器，通過PWM控制電路使其交流側(cè)輸入電流的波形校正成能夠自動(dòng)跟隨輸入電壓的波形，即同相位的正弦波，且要實(shí)現(xiàn)直流穩(wěn)壓輸出，改善功率因數(shù)到近似為1，其單相Boost APFC校正主電路拓?fù)淙鐖D2所示。

圖2 Boost APFC 主電路拓?fù)?/p>

(5)

(6)

通過控制晶體管S的通斷，調(diào)節(jié)占空比D，適當(dāng)控制電感電流iL，實(shí)現(xiàn)電感電流iL近似為正弦半波電流，則交流側(cè)輸入電流ii近似為與交流側(cè)電網(wǎng)電壓ui同相位的正弦波，提高功率因數(shù)到近似為1。

2 單相Boost型有源功率因數(shù)校正(APFC)的控制策略

有源功率因數(shù)校正電路(APFC)通過跟蹤交流側(cè)輸入電流，使其能與輸入電壓ui相位頻率保持一致。當(dāng)電路外部輸入信號(hào)或內(nèi)部電參數(shù)發(fā)生變化時(shí)，通過與基準(zhǔn)值比較所得到誤差信號(hào)作為指令達(dá)到閉環(huán)控制調(diào)節(jié)，改變所需占空比D的大小以此穩(wěn)定被控信號(hào)，為此需要引入電壓電流雙閉環(huán)控制策略，文中采用了電流滯環(huán)法控制模式，具有控制簡單、電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、內(nèi)部的電流限流能力強(qiáng)的特性，如圖3所示。

圖3 功率因數(shù)校正(APFC)的控制框圖

由圖3可知控制器主要基準(zhǔn)電壓、電壓調(diào)節(jié)器、乘法器、電流比較器、滯環(huán)控制等組成?？刂破鞯耐猸h(huán)是電壓控制環(huán)，其作為滯環(huán)控制器的輸入，目的是得到電感電流指令值i*L。電壓環(huán)給定輸入信號(hào)為輸出電壓u0，將其與基準(zhǔn)電壓比較得到電壓誤差信號(hào)，進(jìn)過PI調(diào)節(jié)器得到電感電流指令值i*L幅值。交流側(cè)整流橋的輸出電壓ud送入除法器產(chǎn)生跟隨ud波形但幅值為1的正弦半波u＾d，最終得到電感電流的指令值i*L，可以調(diào)節(jié)輸出電壓u0的大小，這是功率因數(shù)校正所必需的?？刂破鞯耐猸h(huán)是電流控制環(huán)，采用滯環(huán)電流控制，目的是輸出PMW脈沖控制開關(guān)管S的通斷，使電感電流iL跟蹤指令值i*L。指令電流i*L和電感電流iL的偏差作為滯環(huán)控制器的輸入，根據(jù)Boost變換器的工作原理，當(dāng)開關(guān)管S導(dǎo)通時(shí)電感電流iL增大，當(dāng)開關(guān)管s關(guān)斷時(shí)電感電流iL減小。若i*L-iL差值大于規(guī)定上限值imax，則需開通開關(guān)管s，增大電感電流iL；若i*L-iL差值小于規(guī)定小限值imin，則需關(guān)斷開關(guān)管s這樣，減小電感電流iL。滯環(huán)控制電感電感波形如圖4所示，圖中電感電流iL在imax和imin間波動(dòng)，通過環(huán)寬為2Δi的滯環(huán)邏輯控制，電感電流呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*L，電流脈動(dòng)的大小取決于電流滯環(huán)的寬度的范圍，其寬度可以設(shè)為固定值或與瞬時(shí)平均電流成正比。滯環(huán)寬度對(duì)晶體管頻率及系統(tǒng)性能影響較大，需合理選取。

圖4 滯環(huán)控制電感電流波形

3 Boost APFC 電路仿真

基于前文分析的 APFC 電路工作原理及控制策略，在Matlab/Simulink中搭建電路模型，引入電壓電流雙閉環(huán)控制方式，分析電路工作于電流連續(xù)調(diào)制模式(CCM)下的Boost APFC電壓、電流波形及其功率因數(shù)，如圖5所示。仿真電路模型主要參數(shù)設(shè)計(jì)如下：輸入電壓為有效值220V，50HZ交流正弦波電壓；輸出直流電壓指令u0*為400V；負(fù)載電阻 R=160Ω，升壓電感L=6mH， 輸出電容C=320uH，滯環(huán)寬度設(shè)為[-1 1]，利用Powergui 模塊將仿真設(shè)為離散模型，采樣時(shí)間為 10-6s，仿真時(shí)間設(shè)為0.5s，其他默認(rèn)參數(shù)。

圖5 Boost APFC 仿真電路模型

圖6 輸出直流電壓波形及平均值

從圖6中可以，輸出電壓能夠保持 400V左右，說明加入APFC系統(tǒng)后，能夠較好地穩(wěn)定控制輸出電壓，有幅值較小地紋波，基本達(dá)到控制電路對(duì)其控制調(diào)節(jié)的要求。

圖7 FFT分析參數(shù)設(shè)置對(duì)話框及分析結(jié)果

從圖6輸出直流電壓波形隨時(shí)間有些紋波，用FFT對(duì)其分析，如圖7所示，紋波電壓峰值維持在 10V 左右，其電壓紋波率小于4%，基本達(dá)到輸出電壓穩(wěn)定要求。輸出直流電壓波動(dòng)周期為0.01s，為輸入電壓的周期的兩倍。

圖8 ud與iL波形

圖9 ui與ii波形

如圖8和圖9所示，輸出直流電壓ud和iL、電源側(cè)ui與ii基本可以實(shí)現(xiàn)同相位且正弦化，保持較高的跟隨性，功率因數(shù)接近為 1，證明了滯環(huán)電流控制 APFC電路的有效性。

圖10 Discrete Active & Reactive Power模塊測(cè)量值

計(jì)算如下：

(7)

(8)

功率因數(shù)λ為：

λ=vcosφ1=0.9904≈1

(9)

圖11 不同滯環(huán)寬度ii波形

如圖11所示，將滯環(huán)寬度改為[ -0.5 0.5]后進(jìn)行仿真，發(fā)現(xiàn)輸入電流ii的紋波更小，功率因數(shù)更近似為1。環(huán)寬變窄限制了電感電流iL在指令值上下波動(dòng)范圍，從而抑制諧波電流，進(jìn)一步提高功率因數(shù)，滯環(huán)寬度帶寬小，電流ii波形畸變率越小，THD越小。

4 結(jié) 論

本文針對(duì)單相Boost型 APFC電路拓?fù)浼翱刂撇呗赃M(jìn)行研究，使用Matlab 對(duì)電路進(jìn)行建模及仿真，仿真結(jié)果驗(yàn)證雙閉環(huán)的電流滯環(huán)法控制模式的可行性， 證明Boost型 APFC電路能夠?qū)崿F(xiàn)電網(wǎng)側(cè)電流正弦化且功率因數(shù)為1，穩(wěn)定輸出直流電壓及紋波小的要求，功率因數(shù)提高和電網(wǎng)側(cè)的諧波降低，對(duì)電網(wǎng)的干擾變小。