風冷冰箱控制板風扇電機驅(qū)動電路EMI問題改善方案分析

1 引言

當前市場上風冷冰箱以不需要手動除霜的優(yōu)勢受到越來越多消費者的青睞，市場占也比越來越大。作為風冷冰箱的關(guān)鍵部品，對風扇電機的研究就變得尤為重要。

目前風冷冰箱用的風扇電機內(nèi)部一般都集成了驅(qū)動電路，冰箱控制板只提供電源供電，電源供電電路分為兩種：定壓驅(qū)動方式和調(diào)壓驅(qū)動方式。其中調(diào)壓驅(qū)動方式可以通過調(diào)整電源電壓輸出大小來調(diào)整風扇電機轉(zhuǎn)速，其制冷效果比定速驅(qū)動方式更有優(yōu)勢，因此調(diào)壓驅(qū)動方式在當前風冷冰箱上的使用較為普遍，冰箱控制板風扇電機調(diào)壓驅(qū)動方式電路是由開關(guān)管、電感、電容、續(xù)流二極管組成的較典型的buck電路，通過PWM方波來調(diào)整電路輸出電壓，從而實現(xiàn)風扇電機轉(zhuǎn)速的調(diào)整。

為了避開人耳的敏感噪聲頻率段，buck電路PWM頻率一般在8K以上，風扇電機一般在2W以上，因此調(diào)壓驅(qū)動電路對整個冰箱控制板EMI的影響也不容小覷。當前行業(yè)內(nèi)大家普遍使用分立器件電阻、電容、三極管來驅(qū)動達林頓管，再通過控制達林頓管開關(guān)時間實現(xiàn)PWM的輸出。

為了實現(xiàn)冰箱驅(qū)動電路集成化，我司將冰箱常用的大部分負載驅(qū)動電路進行了集成化設計，形成了一款驅(qū)動芯片，將風扇電機調(diào)壓驅(qū)動電路中除電感、電解及二極管外的其他分立器件進行了集成設計，芯片內(nèi)部使用Mos管取代達林頓管，出現(xiàn)了某些型號風冷冰箱在做騷擾功率測試時裕量不足的情況。

本文旨在分析風扇電機調(diào)壓驅(qū)動電路由達林頓改為Mos所帶來的騷擾功率不合格原因及提出相應的改善方案，并以某款冰箱驅(qū)動電路集成化的風冷冰箱在做EMI其中一項騷擾功率（30M～300M頻率）測試時，出現(xiàn)的30M頻率附近裕量不足（參見圖3（b））現(xiàn)象為案例。

2 原因分析

本案例在測試騷擾功率時已對干擾源產(chǎn)生區(qū)域進行了排除，發(fā)現(xiàn)是風扇電機驅(qū)動電路產(chǎn)生的噪聲造成了騷擾功率在30M頻率附近裕量不足。

風扇電機驅(qū)動電路為buck電路，輸入電壓為12V，PWM占空比在0.45～0.9，頻率為8K,儲能電感為1mH，續(xù)流二極管為肖特基二極管，負載功率在2W以上。以下介紹了buck電路原理、工作模式及干擾產(chǎn)生機理。

2.1 風扇電機調(diào)壓驅(qū)動電路工作原理

圖1 風扇電機調(diào)壓驅(qū)動電路示意圖

圖2 輸入信號與電感電流波形圖

圖3 騷擾功率測試曲線

如圖1（a）中紅色區(qū)域所示，是冰箱控制板風扇電機調(diào)壓驅(qū)動電路示意圖，是一個典型的buck電路。當Mos導通時，其等效電路如圖1（b）所示，電源電流經(jīng)L1給CE1充電，同時給負載提供能量；當Mos關(guān)斷時，其等效電路如圖1（c）所示，電感電流通過二極管續(xù)流，給負載提供能量。

圖4 45%占空比波形圖

圖5 90%占空比波形圖

圖6 諧振等效電路示意圖

2.2 buck電路工作模式

Buck電路按照電感電流是否連續(xù)分為CCM（連續(xù)導通模式）、BCM（臨界連續(xù)模式）、DCM（斷續(xù)導通模式）三種工作模式：

（1）CCM模式輸入信號及電感電流波形示意圖如圖2（a），在一個周期內(nèi)輸入信號為低電平時Mos關(guān)斷，電感放電電流線性下降，在電流到達零點前，輸入信號變?yōu)楦唠娖組os導通，電感電流線性增加，電感電流不會到達零點；

（2）BCM模式輸入信號及電感電流波形示意圖如圖2（b），在一個周期內(nèi)輸入信號為低電平時Mos關(guān)斷，電感放電電流剛好到達零點時輸入信號變?yōu)楦唠娖組os導通，電感電流線性增加；

（3）DCM模式輸入信號及電感電流波形示意圖如圖3（c），在一個周期內(nèi)輸入信號為低電平時Mos關(guān)斷，電感放電電流到達零點并持續(xù)一段時間后，輸入信號變?yōu)楦唠娖組os導通，電感電流又線性增加。

圖7 函數(shù)曲線

圖8 150uH電感時測試及驗證

2.3 騷擾功率測試情況及分析

圖3 （a）是風扇電機電路輸入pwm信號0.45占空比時，測得冰箱整機騷擾功率測試曲線，裕量較大；圖3（b）是風扇電機電路輸入信號0.9占空比時，測得冰箱整機騷擾功率測試曲線，在33.66M附近噪聲較大，裕量較小，只有1.2dB。

圖4（a）是輸入信號45%占空比的二極管兩端電壓和電感電流波形圖，圖4（b）是輸入信號45%占空比的二極管兩端電壓和二極管電流波形圖。

45%占空比時，從圖4（a）電感電流可以看到每個周期輸入信號高電平時電感電流從零點線性增加，在輸入信號變?yōu)榈碗娖綍r，線性減小到零并維持一段時間直至下一個周期高電平到來，可以判斷buck電路進入了DCM模式，而從圖4（b）、（c）中可以看出在電感電流放到零時，也即是二極管電流減小到0時，由電感、電容、二極管組成的環(huán)路產(chǎn)生了諧振，諧振頻率f=1/T=1/2.5us=400kHz，從騷擾功率測試情況來看，此諧振頻率不在騷擾功率頻段范圍，不會對測試結(jié)果產(chǎn)生影響。

90%占空比時，從圖5（a）電感電流可以看到每個周期在輸入信號高電平時，電感電流從非零點線性增加，在輸入信號變?yōu)榈碗娖綍r，電感電流線性減小到起始電流值并進入下一個周期，可以判斷buck電路進入了CCM導通模式，從圖5（b）、（c）可以看出每個周期電壓由低電平到高電平轉(zhuǎn)變時，電路發(fā)生了諧振，諧振頻率f=1s/T=1s/29ns=34.5M，考慮測量誤差可以認為此頻率點和騷擾功率測試裕量較小的頻率點基本一致，因此推測此諧振是騷擾功率最差頻率點33.66M主要噪聲來源，對騷擾功率測試結(jié)果產(chǎn)生了明顯影響。

圖5（c）測得的諧振頻率是由二極管的結(jié)電容及開關(guān)環(huán)路寄生電感產(chǎn)生的諧振引起的。其等效電路圖如圖6所示，二極管等效為電容C，寄生電感等效為電感L。

本案例中芯片引腳（Mos開關(guān)處）至二極管處Pcb板走線長度在50mm左右，按照1nH/mm計算約為50nH查找二極管規(guī)格書結(jié)電容為400pF，則諧振頻率：

將L=50nH，C=400pF代入上式可得：f=35.6M估算結(jié)果和騷擾功率最差點33.66M基本一致。

至此，可以確定在續(xù)流二極管反向恢復時產(chǎn)生的諧振是噪聲的主要產(chǎn)生源，諧振的過程是由于Mos及走線上的寄生的電感和二極管的電容構(gòu)成了諧振電路。

圖9 續(xù)流二極管處并聯(lián)RC

圖10 風扇電機buck電路使用達林頓時0.9占空比時二極管兩端電壓及電流波形展開圖

3 整改對策和效果驗證

3.1 調(diào)整電感使buck工作在DCM模式

由圖3（a）、（b）對比可以看出，DCM下騷擾功率測試效果較好，因此猜測在滿足負載驅(qū)動的情況下，使風扇電機驅(qū)動buck電路工作在DCM模式下可以解決騷擾電壓裕量不足問題。要使電源在DCM模式下工作，需要調(diào)整電感大小。Mos導通時參考圖1（b）和圖2（a）對電感電流上升過程段分析可得：

L為電感值，Vin為輸入電壓，Vo為輸出電壓，iLmax為電感電流最高點電流值，iLmin為電感電流起始點電流值，T為輸入信號周期，Ton為導通時間，D為占空比。

由buck電路電感電流平均值即為負載電流值可得：

Io為負載電流，Toff為電感電流一個周期內(nèi)從iLmax減小到iLmin持續(xù)的時間。

由①、②方程可得：

參考圖2（c）可知，DCM模式電感電流在每個周期的起始值為0，且Toff小于輸入信號低電平持續(xù)的時間，要使電源工作在DCM模式可得：

圖7（a）是實測的本案例中的風機電流和電壓對應關(guān)系圖從圖上可以看出在電流0.11A～0.18A這個區(qū)間內(nèi)風扇電機電壓和電流關(guān)系為線性關(guān)系。

可得函數(shù)曲線如圖7（b），可以看出y在D=0.9時，取得最小值4.25*10-4。

因此可以得到要滿足風扇電機工作在DCM模式，儲能電感需要由原來的1mH調(diào)整到425uH以下。

驗證方案取150uH電感進行驗證，測試波形圖8（a）為0.9占空比時的二極管兩端電壓及電感電流波形圖，圖8（b）為0.45占空比時的二極管兩端電壓及電感電流波形圖，由圖可以看出150uH時能保證明風扇電機驅(qū)動電路工作在DCM模式。從圖8（c）可以看出騷擾功率測試效果較好。

因此，確定在負載確定的情況下，調(diào)整電感大小可以保證電路工作在DCM模式，可以有效解決騷擾功率問題。

3.2 二極管處并聯(lián)RC

如果不調(diào)整電感，BUCK電路仍工作在CCM模式，此時既然可以確定在續(xù)流二極管反向恢復時產(chǎn)生的諧振是噪聲的主要產(chǎn)生源，考慮在二極管處并聯(lián)RC吸收電路，以達到吸收諧振能量增大諧振阻尼的效果，等效電路圖如圖9（a）。取R=10Ω，C=1nF，測試波形如9（b）諧振基本消失，騷擾功率測試效果如9（c），效果較好。

因此，確定二極管并聯(lián)RC電路以吸收諧振能量及增大阻尼可以有效解決騷擾功率問題。

3.3 減緩Mos導通時上升沿時間

本案例中未使用集成芯片內(nèi)部Mos之前使用的是達林頓管，騷擾功率裕量充足，因此考慮對比達林頓和Mos驅(qū)動時兩者的差異。

圖10（a）、（b）為風扇電機buck電路使用達林頓0.9占空比時二極管兩端電壓及電流波形圖，從圖中可以看出達林頓管導通時上升沿時間明顯比Mos管（參見圖5（c）90%占空比二極管兩端電壓及二極管電流上升沿展開波形圖（Mos））的長，導通的過程中相當于引入了一定阻尼，基本沒有諧振產(chǎn)生。本案例中，因Mos集成在芯片內(nèi)部不可以操作驗證，從對比來看認為減緩Mos導通時上升沿時間，對解決本案例中的騷擾功率問題是有效的。

因此，從原理上講考慮增大Mos柵極驅(qū)動電阻及GS間加電容對解決騷擾功率是有效果的，后續(xù)將要求集成芯片廠家調(diào)整Mos的驅(qū)動電路參數(shù)后再做驗證。

4 結(jié)論

本案例中風冷冰箱風扇電機驅(qū)動電路工作在CCM時，續(xù)流二極管反向恢復時產(chǎn)生的諧振是主要干擾源，是由于Mos開關(guān)環(huán)路走線上的寄生電感和二極管的寄生電容構(gòu)成了諧振電路，將影響EMI騷擾功率的測量結(jié)果。通過以下三個方案可以有效解決騷擾功率問題：

（1）調(diào)整儲能電感值使電路工作在DCM模式，不要使其工作在CCM模式；

（2）不調(diào)整儲能電感值時，可以在續(xù)流二極管處并聯(lián)RC吸收諧振能量；

（3）不調(diào)整的儲能電感值時，芯片內(nèi)部MOS柵極電阻加大及GS間并聯(lián)電容。