OFDM/OQAM系統(tǒng)限幅補(bǔ)償IAM信道估計(jì)方法

吳 鵬, 陳西宏, 邱上飛, 張 凱

(空軍工程大學(xué)防空反導(dǎo)學(xué)院, 陜西 西安 710051)

0 引 言

正交頻分復(fù)用(orthogonal frequency division multiplexing,OFDM)技術(shù)[1]是多載波通信技術(shù)的一種,該技術(shù)將高速傳輸?shù)臄?shù)據(jù)分散到多個(gè)正交的子載波上傳輸,使得每個(gè)子載波上的符號(hào)速率大大降低。因此,OFDM相比單載波通信技術(shù)而言,有著很強(qiáng)的抵抗頻率選擇性衰落的能力。但是為了抵抗符號(hào)間干擾,OFDM技術(shù)需要引入循環(huán)前綴,降低了頻譜效率。此外,OFDM技術(shù)使用矩形窗濾波器進(jìn)行整形,帶外輻射比較嚴(yán)重,使得OFDM系統(tǒng)對(duì)載波頻偏和多普勒頻偏非常敏感,易產(chǎn)生子載波間干擾(inter carrier interference,ICI)。

OFDM技術(shù)的不足是其自身固有屬性造成的,即使采取一些措施可以改善其系統(tǒng)性能,但是無(wú)法從根本上解決這些問(wèn)題?；谄普环日{(diào)制的正交頻分復(fù)用(OFDM/offset quadrature amplitude modulation,OFDM/OQAM)技術(shù)[2]的提出,將多載波通信技術(shù)帶入了一個(gè)新的方向。OFDM/OQAM技術(shù)是基于濾波器組的多載波(filter bank multi-carrier,FBMC)技術(shù)的一種,由于引入了良好的時(shí)頻聚焦性能的濾波器,OFDM/OQAM系統(tǒng)在不需要循環(huán)前綴的情況下?lián)碛懈玫目笽CI和符號(hào)間干擾(inter-symbol interference,ISI)的能力,提高了頻譜效率[3]。其代價(jià)則是放寬了符號(hào)間的正交性,使其僅僅滿足實(shí)數(shù)域的正交條件。這種特性不可避免地會(huì)給相鄰的符號(hào)和子載波之間帶來(lái)固有的虛部干擾,這種干擾會(huì)對(duì)系統(tǒng)的同步、信道估計(jì)和均衡過(guò)程帶來(lái)很大影響。此外,作為一種多載波技術(shù),較高的峰均比(peak-to-average power ratio,PAPR)也是OFDM/OQAM技術(shù)固有的缺點(diǎn)之一。

OFDM/OQAM系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)主要集中在系統(tǒng)設(shè)計(jì)、濾波器設(shè)計(jì)、信道估計(jì)、時(shí)頻同步技術(shù)、PAPR降低等方面。近年來(lái),時(shí)頻偏與信道的聯(lián)合估計(jì)[4-5]、信道估計(jì)聯(lián)合PAPR降低[6]等聯(lián)合技術(shù)成為人們研究的熱點(diǎn)。

信道估計(jì)技術(shù)是OFDM/OQAM系統(tǒng)十分重要的一環(huán),信道估計(jì)的準(zhǔn)確度決定了系統(tǒng)的比特誤碼率(bit error ratio,BER)性能。信道估計(jì)的研究文獻(xiàn)大都集中在基于導(dǎo)頻的信道估計(jì),根據(jù)導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的不同可分為塊狀導(dǎo)頻[7-10]和格狀導(dǎo)頻[11-13]。塊狀導(dǎo)頻法主要有成對(duì)導(dǎo)頻(pair of pilots,POP)法[8]、干擾近似法(interference approximation method,IAM)[9]和干擾消除法(interference cancellation method,ICM)[10]。其中,ICM是通過(guò)設(shè)計(jì)導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)將虛部干擾消除,而IAM的特點(diǎn)是對(duì)虛部干擾加以利用,將干擾和導(dǎo)頻符號(hào)結(jié)合成“偽導(dǎo)頻”,理論上講,偽導(dǎo)頻功率越大,估計(jì)精度越高。但是偽導(dǎo)頻功率越大,產(chǎn)生的PAPR越高。當(dāng)信號(hào)的幅值超過(guò)高功率放大器(high power amplifier, HPA)的放大范圍時(shí),信號(hào)就會(huì)產(chǎn)生非線性失真,嚴(yán)重影響系統(tǒng)的性能。

本文考慮HPA對(duì)導(dǎo)頻信號(hào)的影響,在原有系統(tǒng)模型基礎(chǔ)上進(jìn)行修正,增加了發(fā)射機(jī)和接收機(jī)環(huán)節(jié),分析了信號(hào)產(chǎn)生非線性失真后系統(tǒng)的信道估計(jì)歸一化均方誤差(normalized mean square error,NMSE)和BER性能,并針對(duì)這種影響提出一種限幅補(bǔ)償?shù)慕鉀Q方法。

1 OFDM/OQAM系統(tǒng)模型

在OFDM系統(tǒng)中,子載波上傳輸?shù)氖菑?fù)數(shù)符號(hào)。OFDM/OQAM技術(shù)則是將OFDM系統(tǒng)中傳輸?shù)膹?fù)數(shù)符號(hào)的實(shí)部和虛部拆解為兩個(gè)實(shí)數(shù),并相互交錯(cuò)半個(gè)符號(hào)周期之后在實(shí)數(shù)域進(jìn)行傳輸。在考慮循環(huán)前綴的情況下,OQAM/OFDM系統(tǒng)比OFDM系統(tǒng)有著更高的傳輸效率。而且,OFDM/OQAM系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)同OFDM系統(tǒng)類似,可以基于快速傅里葉變換/反變換(fast Fourier transformation/inverse fast Fourier transformation,FFT/IFFT)實(shí)現(xiàn)。

OFDM/OQAM系統(tǒng)發(fā)送信號(hào)的時(shí)域基帶形式[2]為

(1)

式中,am,n為時(shí)頻格點(diǎn)(m,n)上傳輸?shù)膶?shí)值符號(hào)；gm,n(t)為原型濾波器生成的基函數(shù):

gm,n(t)=g(t-nτ0)ej2πmF0tejφm,n

(2)

式中,τ0為符號(hào)間隔;F0為子載波間隔。

τ0F0=1/2

(3)

φm,n為符號(hào)的相位,本文取

(4)

發(fā)送信號(hào)經(jīng)過(guò)無(wú)線信道后,被接收端接收,則接收信號(hào)表達(dá)式為

r(t)=h(t,τ)?s(t)+η(t)=

(5)

式中,h(t,τ)為信道沖擊響應(yīng);η(t)為高斯白噪聲;?為卷積運(yùn)算;Δ為信道最大時(shí)延。

假設(shè)基函數(shù)gm,n(t)滿足正交條件:

δm,pδn,q

(6)

式中,〈·〉R為實(shí)內(nèi)積運(yùn)算;R(·)為取實(shí)部運(yùn)算;δ為Kronecker函數(shù),有

(7)

假設(shè)τ0?Δ,則接收端解調(diào)信號(hào)的表達(dá)式為

(8)

式中,Hm,n為時(shí)頻格點(diǎn)(m,n)處的信道頻率響應(yīng)。解調(diào)符號(hào)可表示為

,gm′,n′〉=

(9)

若頻率響應(yīng)的估計(jì)值等于真實(shí)值,則可用簡(jiǎn)單的迫零均衡將符號(hào)正確地解調(diào)出來(lái):

,gm′,n′〉+

(10)

式中,I為系統(tǒng)固有的虛部干擾。

以上是傳統(tǒng)的OFDM/OQAM系統(tǒng)的工作原理,但是在實(shí)際的信號(hào)發(fā)送和接收過(guò)程中,信號(hào)的功率若超過(guò)HPA的線性范圍,則會(huì)造成非線性失真。典型的HPA模型[14]有軟限幅(soft limiter, SL)模型、固態(tài)功率放大器(solid state power amplifier, SSPA)模型、立方多項(xiàng)式(cubic polynomial, CP)模型和行波管放大器(traveling-wave tube, TWT)模型4種。SL模型是文獻(xiàn)中廣泛使用的HPA模型,本文的分析全部采用此模型。其放大特性為

(11)

式中,g(x(t))為經(jīng)過(guò)HPA的輸出信號(hào);x(t)為輸入信號(hào)的時(shí)域波形;A為HPA的飽和值;φ(t)為t時(shí)刻信號(hào)的相位?？梢钥闯?HPA的SL模型只改變信號(hào)的幅度,不改變信號(hào)的相位。

由于HPA對(duì)信號(hào)的影響直接作用在信號(hào)的時(shí)域波形上,因此在原有基于FFT/IFFT實(shí)現(xiàn)的系統(tǒng)模型基礎(chǔ)上,加入HPA對(duì)信號(hào)影響的環(huán)節(jié)非常有必要。修正后的系統(tǒng)模型如圖1所示。

圖1 修正的OFDM/OQAM系統(tǒng)模型Fig.1 Modified OFDM/OQAM system module

后文分析、仿真所用的系統(tǒng)模型均采用本節(jié)修正后的模型。

2 IAM信道估計(jì)方法

IAM信道估計(jì)方法將導(dǎo)頻符號(hào)及其一階鄰域的符號(hào)進(jìn)行合理設(shè)計(jì),使得導(dǎo)頻點(diǎn)受到的固有干擾就會(huì)被確定。在信道估計(jì)的過(guò)程中將固有干擾和導(dǎo)頻點(diǎn)共同組成一個(gè)偽導(dǎo)頻。設(shè)虛部干擾為up,q,導(dǎo)頻點(diǎn)為ap,q,則偽導(dǎo)頻為

cp,q=ap,q+jup,q

(12)

對(duì)信道進(jìn)行最小二乘估計(jì),可得信道的估計(jì)值為

(13)

2.1 導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)

IAM導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)[7]包括IAM-R、IAM-I、IAM-C、E-IAM-C,其中,IAM-I是IAM-C的一種特殊情況。其各自的結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 IAM導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)Fig.2 IAM pilot structure

以α=2的擴(kuò)展高斯函數(shù)(extended Guassian function,EGF)濾波器為例,設(shè)導(dǎo)頻ap,q±1、ap±1,q、ap±1,q±1和ap±1,q±2對(duì)導(dǎo)頻點(diǎn)ap,q的干擾系數(shù)分別為a、b、c和d,干擾系數(shù)[16]如表1所示。

表1 導(dǎo)頻點(diǎn)周圍干擾系數(shù)

設(shè)導(dǎo)頻點(diǎn)ap,q的功率為P,由此計(jì)算出各種IAM導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的偽導(dǎo)頻功率計(jì)算方法和功率值[16]如表2所示。其中,IAM-I導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)有奇數(shù)列導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)和偶數(shù)列導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)兩種,不同的IAM-I導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)有不同的偽導(dǎo)頻功率值。

表2 不同IAM導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的偽導(dǎo)頻功率

2.2 IAM導(dǎo)頻對(duì)發(fā)送信號(hào)的影響

導(dǎo)頻插入方式選擇前導(dǎo)方法,即在數(shù)據(jù)符號(hào)之前插入導(dǎo)頻,子載波數(shù)M=2 048,符號(hào)數(shù)n=80,EGF濾波器α=2,濾波器長(zhǎng)度L=4T0,其中T0為一個(gè)符號(hào)周期,IFFT點(diǎn)數(shù)為Fs=2 048,糾錯(cuò)方式為前向糾錯(cuò)碼,碼率為0.5,采樣頻率為9.14 MHz,信道模型為多徑衰落模型,多徑數(shù)為6,各徑的時(shí)延向量為[-3,0,2,4,7,11]μs,信號(hào)增益向量為[-6,0,-7,-22,-16,-20]dB。

由于IAM-I是IAM-C的特殊情況,因此仿真時(shí)不考慮IAM-I。設(shè)平均功率為0 dB,對(duì)發(fā)送信號(hào)功率做歸一化處理,無(wú)導(dǎo)頻插入的OFDM/OQAM信號(hào)的時(shí)域波形如圖3所示。插入IAM-R、IAM-C和E-IAM-C導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)后的OFDM/OQAM信號(hào)歸一化功率圖分別如圖4～圖6所示。

圖3 無(wú)導(dǎo)頻OFDM/OQAM信號(hào)歸一化功率Fig.3 Normalized power of OFDM/OQAM signal without pilot

圖4 插入IAM-R導(dǎo)頻的OFDM/OQAM信號(hào)歸一化功率Fig.4 Normalized power of OFDM/OQAM signal with IAM-R pilot

圖5 插入IAM-C導(dǎo)頻的OFDM/OQAM信號(hào)歸一化功率Fig.5 Normalized power of OFDM/OQAM signal with IAM-C pilot

圖6 插入E-IAM-C導(dǎo)頻的OFDM/OQAM信號(hào)歸一化功率Fig.6 Normalized power of OFDM/OQAM signal with E-IAM-C pilot

圖4、圖5和圖6分別為插入不同IAM導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的導(dǎo)頻后的OFDM/OQAM信號(hào)歸一化功率圖,可以看出,3種插入導(dǎo)頻方式都會(huì)使發(fā)送信號(hào)的某些時(shí)刻信號(hào)功率過(guò)高,信號(hào)峰值功率甚至超過(guò)30 dB,而且隨著偽導(dǎo)頻功率的提升,高功率的點(diǎn)數(shù)也有所增加。這些高功率的信號(hào)通過(guò)HPA時(shí)會(huì)引起嚴(yán)重的限幅失真。接下來(lái)研究限幅失真對(duì)系統(tǒng)BER性能和信道估計(jì)NMSE性能的影響。

2.3 HPA對(duì)系統(tǒng)性能的影響

實(shí)際的HPA對(duì)信號(hào)的限幅影響比較復(fù)雜,限幅后的信號(hào)會(huì)產(chǎn)生三階、五階等高階互調(diào)分量,其中三階互調(diào)分量直接引起帶內(nèi)干擾,使系統(tǒng)誤碼率性能下降,五階等高階分量將引起帶外輻射的增加。本文將HPA的限幅過(guò)程簡(jiǎn)化,忽略高階互調(diào)分量產(chǎn)生的影響。

仿真時(shí)使用HPA的SL模型對(duì)信號(hào)進(jìn)行限幅作用,設(shè)置限幅10dB、20dB、30dB和無(wú)限幅,仿真參數(shù)與第2.2節(jié)相同,計(jì)算系統(tǒng)的BER和信道估計(jì)NMSE,仿真結(jié)果如圖7和圖8所示。

圖7 不同限幅門限下系統(tǒng)BER性能Fig.7 BER performance of the system in different clipping threshold

圖8 不同限幅門限下的信道估計(jì)NMSE性能Fig.8 NMSE performance of the channel estimation in differentclipping threshold

由圖7可以看出,HPA對(duì)信號(hào)的限幅作用使得系統(tǒng)的BER性能迅速惡化,限幅門限為20 dB時(shí),在信噪比為8 dB時(shí),IAM-C和E-IAM-C導(dǎo)頻下的系統(tǒng)誤碼率只有10-2,限幅門限為10 dB時(shí),E-IAM-C導(dǎo)頻下的系統(tǒng)已出現(xiàn)嚴(yán)重的誤碼平層,無(wú)法滿足系統(tǒng)的信息傳輸要求。造成系統(tǒng)誤碼率性能惡化的原因正是導(dǎo)頻信息被破壞,限幅門限越低,導(dǎo)頻信息被破壞的越嚴(yán)重。從圖8中可以看出,相對(duì)3種結(jié)構(gòu),信道估計(jì)精度最高的E-IAM-C方法受限幅影響最嚴(yán)重。

3 IAM導(dǎo)頻PAPR性能

3.1 PAPR與互補(bǔ)累積分布函數(shù)

OFDM/OQAM信號(hào)是若干不同頻率信號(hào)的疊加,發(fā)送信號(hào)的幅度具有較大的動(dòng)態(tài)范圍。而IAM導(dǎo)頻是人工設(shè)計(jì)的符號(hào)序列,更加容易使各載波通過(guò)相同的相位疊加,產(chǎn)生較高瞬時(shí)功率。PAPR用來(lái)描述信號(hào)的變化特性,設(shè)發(fā)送信號(hào)為s(t),S[n]為其采樣,則PAPR定義[17]為

(14)

互補(bǔ)累積分布函數(shù)(complementary cumulative distribution function,CCDF)是描述多載波系統(tǒng)PAPR性能的常用函數(shù),其定義是,信號(hào)的PAPR大于某一門限值γ的概率。在使用EGF濾波器的OFDM/OQAM系統(tǒng)中,CCDF的表達(dá)式[17]為

Pr(PAPR>γ)=1-(1-e-γ)N

(15)

利用第2節(jié)的仿真參數(shù),繪出3種IAM導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)下的OFDM/OQAM發(fā)送信號(hào)的CCDF圖像，如圖9所示。

圖9 不同IAM導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的OFDM/OQAM信號(hào)CCDFFig.9 CCDF of OFDM/OQAM signal in different IAM pilot structures

由圖9可以看出,插入導(dǎo)頻后對(duì)整體發(fā)送信號(hào)的CCDF沒(méi)有造成太大影響,通過(guò)CCDF不能很好地反映出導(dǎo)頻的PAPR性能。由于本次仿真中,導(dǎo)頻符號(hào)只占3列時(shí)頻格點(diǎn),經(jīng)過(guò)IFFT后,導(dǎo)頻的時(shí)域采樣點(diǎn)占全部信號(hào)采樣點(diǎn)的比例為

.106

(16)

雖然導(dǎo)頻的插入引起了某些時(shí)刻功率值的增加,但是相對(duì)于整體發(fā)送信號(hào)來(lái)說(shuō),這些高功率的時(shí)刻是很少的,而CCDF描述的正是全部信號(hào)中超過(guò)某一門限的概率,導(dǎo)頻的插入對(duì)于此概率的影響很小,因此,導(dǎo)頻的PAPR性能并不能直接從CCDF反映出來(lái)?；诖?本文提出一種局部互補(bǔ)累積分布函數(shù)(part-CCDF,p-CCDF)來(lái)反映導(dǎo)頻的PAPR性能。

3.2 局部互補(bǔ)累積分布函數(shù)

p-CCDF的定義為:時(shí)域上導(dǎo)頻采樣點(diǎn)的值與發(fā)送信號(hào)的比值超過(guò)某一門限γ的概率。p-CCDF與CCDF的區(qū)別在于,選取峰值信號(hào)采樣點(diǎn)時(shí),只選取導(dǎo)頻符號(hào)經(jīng)IFFT變換后對(duì)應(yīng)的采樣點(diǎn)而非全部采樣點(diǎn),而信號(hào)均值仍采用全部發(fā)送信號(hào)的均值。設(shè)Sp[n]為導(dǎo)頻采樣點(diǎn),則PAPRp為

(17)

p-CCDF的計(jì)算式為

Pr(PAPRp>γ)=1-(1-e-γ)N

(18)

由于IAM導(dǎo)頻包含3列符號(hào),計(jì)算p-CCDF時(shí)選取前(L/T0+(3-1)/2)Fs個(gè)采樣點(diǎn)進(jìn)行概率的計(jì)算,得p-CCDF圖像如圖10所示。

圖10 不同IAM導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的導(dǎo)頻p-CCDFFig.10 p-CCDF of pilot in different IAM pilot strutures

從圖10可以看出,通過(guò)p-CCDF可以清楚地展示出3種IAM導(dǎo)頻的PAPR性能,E-IAM-C的PAPR性能最差,因此受HPA的限幅影響越嚴(yán)重。雖然，理論上基于E-IAM-C導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的信道估計(jì)有較好的估計(jì)精度,但是受到HPA限幅影響,使OFDM/OQAM系統(tǒng)性能變得更差。

由于HPA對(duì)信號(hào)的限幅影響類似于多載波信號(hào)PAPR降低中的限幅法,受限幅法中抵消和補(bǔ)償限幅影響方法的啟發(fā),考慮如何將限幅法中對(duì)信號(hào)的限幅補(bǔ)償應(yīng)用到對(duì)導(dǎo)頻的補(bǔ)償中來(lái)。

4 IAM信道估計(jì)限幅補(bǔ)償方法

多載波系統(tǒng)中常用的PAPR抑制方法分為畸變類技術(shù)[18-20]、編碼類技術(shù)[21]和概率類技術(shù)[22-23]。編碼類技術(shù)是通過(guò)編碼手段避免大功率信號(hào)的出現(xiàn),由于導(dǎo)頻序列是預(yù)先設(shè)定好的導(dǎo)頻序列,因此編碼類技術(shù)不適合用于導(dǎo)頻峰均比的降低。概率類技術(shù)是利用不同的加擾序列對(duì)多載波符號(hào)進(jìn)行加權(quán)處理,并選擇PAPR最小的進(jìn)行發(fā)射。由于導(dǎo)頻符號(hào)所占信號(hào)的比重很小,所以概率類技術(shù)也不是理想的方法。

限幅法是一種信號(hào)畸變類方法,簡(jiǎn)單有效。由于限幅法會(huì)造成系統(tǒng)帶外輻射增加和引入限幅噪聲,在降低多載波信號(hào)PAPR時(shí),限制帶外輻射和抵消限幅噪聲非常困難。但是,導(dǎo)頻是設(shè)定好的數(shù)據(jù)符號(hào),這個(gè)特點(diǎn)使得導(dǎo)頻信號(hào)的限幅補(bǔ)償容易的多。

4.1 限幅補(bǔ)償方法

文獻(xiàn)[18]針對(duì)OFDM/OQAM系統(tǒng)發(fā)送信號(hào)PAPR抑制問(wèn)題,利用發(fā)送信號(hào)幅度服從復(fù)高斯分布這一特點(diǎn),通過(guò)迭代的方法恢復(fù)限幅噪聲,使得系統(tǒng)的PAPR性能和BER性能都得到了很好地改善。文獻(xiàn)[19]采用迭代的限幅濾波和帶外輻射抑制方法降低OFDM信號(hào)的PAPR,并采用基于壓縮感知(compressive sensing,CS)的半解析重構(gòu)限幅噪聲來(lái)提高系統(tǒng)的BER性能。文獻(xiàn)[20]提出了優(yōu)化迭代限幅濾波算法(optimized iterative clipping and filtering,OICF),該算法使用更低的迭代次數(shù),更有效地抑制了帶外輻射。文獻(xiàn)[24]采用限幅標(biāo)記的方法,將OFDM信號(hào)的限幅位置信息記錄下來(lái)并發(fā)送給接收端,接收端對(duì)限幅后的信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償。該方法容易實(shí)現(xiàn),但是發(fā)送的位置信息占用了額外的頻譜資源,且補(bǔ)償倍數(shù)單一,不能完整地恢復(fù)信號(hào)。

相比發(fā)送信號(hào),導(dǎo)頻符號(hào)是預(yù)先設(shè)定好的,IFFT之后導(dǎo)頻信號(hào)的幅度信息也是已知的,因此,只要提前計(jì)算好導(dǎo)頻信號(hào)的幅值和設(shè)置限幅門限,對(duì)接收端導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償比較容易,設(shè)置限幅門限也可以降低發(fā)送信號(hào)的PAPR，具體過(guò)程如下。

步驟1計(jì)算導(dǎo)頻符號(hào)的IFFT,計(jì)算結(jié)果為向量ε,向量長(zhǎng)度為n=(L/T0+(3-1)/2)Fs。

,i=1,2,…,n

(19)

,i=1,2,…,n

(20)

,i=1,2,…,n

(21)

該方法不需要進(jìn)行迭代和傳輸額外的補(bǔ)償信息,不會(huì)增加系統(tǒng)的復(fù)雜度和信號(hào)傳輸效率。下一節(jié)通過(guò)仿真來(lái)驗(yàn)證方法的有效性。

4.2 仿真分析

采用第2.2節(jié)仿真參數(shù),第4.1節(jié)提出的補(bǔ)償方法仿真結(jié)果如圖11和圖12所示。采用的導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)為IAM-R、IAM-C和E-IAM-C,計(jì)算系統(tǒng)的BER性能和NMSE性能。

圖11和圖12表明，本文提出的導(dǎo)頻限幅補(bǔ)償方法能夠改善系統(tǒng)的BER性能和信道估計(jì)的NMSE性能。從圖11和圖12中可以看出,信噪比為7 dB時(shí),20 dB補(bǔ)償下的IAM-R、IAM-C和E-IAM-C導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)系統(tǒng)BER分別改善到了10-4、10-4和10-5,NMSE性能分別改善了4 dB、9 dB和15 dB;信噪比為8 dB時(shí),10 dB補(bǔ)償下IAM-R、IAM-C和E-IAM-C導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)系統(tǒng)BER分別改善到了10-2、10-3和10-4,NMSE性能分別改善了3 dB、6 dB和11 dB。導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的PAPR越高,受到HPA的影響越嚴(yán)重,補(bǔ)償效果越好。但是，如果HPA的限幅門限過(guò)低,限幅過(guò)程將會(huì)對(duì)導(dǎo)頻信息和傳輸數(shù)據(jù)同時(shí)造成嚴(yán)重的非線性破壞,即使采用補(bǔ)償手段,補(bǔ)償效果也受到一定限制。

5 結(jié) 論

針對(duì)OFDM/OQAM系統(tǒng)的IAM信道估計(jì)方法,研究了收發(fā)機(jī)HPA對(duì)信號(hào)的限幅影響,提出了導(dǎo)頻PAPR和p-CCDF。仿真結(jié)果表明,IAM導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)中,偽導(dǎo)頻功率越高,導(dǎo)頻PAPR越高,受到HPA的限幅影響越嚴(yán)重,系統(tǒng)的BER性能和信道估計(jì)精度越低。為了補(bǔ)償這種限幅影響,提出了一種導(dǎo)頻限幅補(bǔ)償方法,該方法不需要傳輸額外的補(bǔ)償信息,不影響系統(tǒng)的傳輸效率。仿真結(jié)果顯示,補(bǔ)償方法有一定的作用。此外,導(dǎo)頻信息受到HPA限幅影響越嚴(yán)重,補(bǔ)償?shù)男Ч胶谩?/p>

本文在研究HPA對(duì)信號(hào)限幅影響時(shí)忽略了帶外輻射的增加,因此補(bǔ)償效果還有增加的空間。如果能夠?qū)PA限幅導(dǎo)致的信號(hào)帶外輻射考慮在內(nèi),結(jié)合帶外輻射抑制技術(shù),補(bǔ)償精度將會(huì)進(jìn)一步提升。