基于ZVS PWM的小功率車用電源功率變換器設(shè)計(jì)

沈世輝，曾潔，薛志紅

(1.大連交通大學(xué) 電氣信息學(xué)院，遼寧 大連 116028；2.大連市就業(yè)培訓(xùn)管理中心,遼寧 大連 116021)

基金項(xiàng)目:遼寧省自然基金(2015020645，201602116)；江蘇省科技計(jì)劃項(xiàng)目(BE2015132)

0 引 言

隨著社會(huì)的發(fā)展，節(jié)能環(huán)保越來越受到人們的重視，傳統(tǒng)的內(nèi)燃機(jī)為動(dòng)力的車輛造成的空氣污染越來越嚴(yán)重，已不符合當(dāng)代社會(huì)發(fā)展的要求，因此，發(fā)展節(jié)能環(huán)保型純電動(dòng)車勢(shì)在必行。其中充電問題是純電動(dòng)車發(fā)展不可或缺的部分，研制開發(fā)智能、高效、小型化的車用充電電源對(duì)于推動(dòng)新能源汽車產(chǎn)業(yè)發(fā)展有十分重要的意義。

目前，國(guó)內(nèi)大多數(shù)小功率純電動(dòng)車均采用鉛酸蓄電池，因其價(jià)格便宜、材料來源豐富、比功率較高、技術(shù)和制造工藝較成熟、資源回收率高等綜合因素而被普遍采用和廣泛研究。由于鉛酸蓄電池在充電過程中易受到電網(wǎng)電壓波動(dòng)、電流過大、發(fā)熱及短路等因素影響[1]，設(shè)計(jì)一款小型化高頻可靠的車用充電電源變得十分必要。本設(shè)計(jì)采用基于零電壓開關(guān)PWM控制的全橋變換器來實(shí)現(xiàn)對(duì)小功率車用充電電源的研究與設(shè)計(jì)，開關(guān)管的通斷頻率控制在100 kHz。移相全橋零電壓開關(guān)變換器是利用諧振電感和開關(guān)管的并聯(lián)電容來實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)(Zero-Voltage-Switch，ZVS)，零電壓開關(guān)PWM控制屬于軟開關(guān)控制，能夠在大大降低開關(guān)器件的開關(guān)損耗的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)開關(guān)電源的高頻化。

1 ZVS全橋功率變換器實(shí)現(xiàn)條件

圖1 加箝位二極管和隔直電容的全橋功率變換電路

圖1為加箝位二極管和隔直電容的全橋功率變換電路，A、B組成了超前橋臂，C、D組成了滯后橋臂[2]。D1～D4及C7～C10分別是A～D的內(nèi)部寄生二極管及并聯(lián)電容，D5、D6為箝位二極管，L1為諧振電感，C11為隔直電容。移相控制PWM時(shí)序圖及對(duì)應(yīng)的波形如圖2所示。

圖2 PWM波形圖

超前開關(guān)的ZVS是利用次級(jí)輸出濾波電感在電流最大時(shí)提供的能量實(shí)現(xiàn)的[3]。超前橋臂實(shí)現(xiàn)零電壓開通的條件為：

(1)

式中：td為超前橋臂死區(qū)時(shí)間；k為變壓器變比；IO為負(fù)載電流。

滯后開關(guān)管的ZVS是利用次級(jí)輸出濾波電感在電流最小時(shí)提供的能量實(shí)現(xiàn)的[3]。滯后橋臂零電壓導(dǎo)通的條件為：

(2)

(3)

式中：IP,min為變壓器原邊電流最小值；Cx為變壓器副邊分布電容；Clag為開關(guān)管C、D的并聯(lián)電容。

2 電源硬件電路設(shè)計(jì)

2.1 硬件電路整體結(jié)構(gòu)

電源硬件電路的整體結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示，包括EMI模塊、整流濾波模塊、主控模塊、全橋功率變換模塊、電壓電流反饋電路及保護(hù)單元構(gòu)成[4]。工頻電經(jīng)電磁濾波、整流濾波得到120 V的直流電壓，經(jīng)過主控芯片控制的全橋DC-DC功率變換電路以及輸出整流濾波電路后輸出24 V15 A直流電，供蓄電池充電。

圖3 硬件電路結(jié)構(gòu)框圖

2.2 主控電路設(shè)計(jì)

本設(shè)計(jì)采用美國(guó)TI公司的UCC3895移相諧振PWM控制芯片作為主控芯片，圖4所示為該芯片各管腳及其外圍電路設(shè)計(jì)。

圖4 主控芯片及其外圍電路設(shè)計(jì)

在該設(shè)計(jì)電路中，芯片的供電電壓為12 V，電容C4為低ESR和ESL的陶瓷電容。芯片的工作周期由管腳RT和CT確定：

(4)

管腳DELA/B和DELC/D分別用于設(shè)置超前橋臂的死區(qū)時(shí)間與滯后橋臂的死區(qū)時(shí)間，計(jì)算公式如下：

(5)

VDEL=0.75×(VCS-VADS)+0.5 V

(6)

本設(shè)計(jì)中VCS-VADS=1 V。

該芯片的RAMP端口為PWM比較器的反向輸入端，其作用是產(chǎn)生鋸齒波，其斜率由C3和R5決定，通過與PWM比較器的正向輸入端信號(hào)進(jìn)行比較，得到可控的脈沖信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)最大占空比。RAMP端口輸入電壓范圍為0～2 V， EAOUT端口電壓為1.2 V。R9、R10、C13作為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，構(gòu)成比例-積分調(diào)節(jié)器，EAN與EAP的電壓均低于3.6 V。端口SS為軟啟動(dòng)/軟關(guān)斷端口，通過光耦電路與輸出端相連。

2.3 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

本設(shè)計(jì)采用IRF840型功率場(chǎng)效應(yīng)管作為開關(guān)管，采用美國(guó)TI公司生產(chǎn)的UCC27324型芯片作為驅(qū)動(dòng)芯片。驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)如圖5所示，從主控芯片的四個(gè)端口OUTA～OUTD輸出電流為100 mA、電壓為0.3 V的脈沖信號(hào)分別進(jìn)入到由兩片UCC27324組成的驅(qū)動(dòng)電路的輸入端口INA、INB，經(jīng)放大后輸出信號(hào)電流為0.2 A、電壓為16 V。該芯片的供電電壓為12 V。

圖5 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

2.4 整流濾波電路設(shè)計(jì)

整流濾波模塊分兩部分：輸入端整流濾波模塊和輸出端整流濾波模塊。本設(shè)計(jì)重點(diǎn)對(duì)輸出端整流濾波進(jìn)行研究，采用同步全波整流電路，如圖6所示。L1為開關(guān)管的串聯(lián)諧振電感，其作用是幫助滯后橋臂實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，因此希望其電感量大些[5]。

圖6 輸出端整流濾波電路設(shè)計(jì)

對(duì)于變壓器T1而言，本設(shè)計(jì)選擇EE42B磁芯，副邊最大占空比Dmax為0.85，副邊電壓計(jì)算公式為：

(7)

UO為24 V輸出電壓，UD為1.5 V二極管電壓，ULO為0.1 V的輸出電感電壓，經(jīng)計(jì)算得US(min)為30.12 V。從而k=120/30.12=3.98，選取k=4。副邊最大占空比丟失為0.15，可得串聯(lián)諧振電感：

(8)

輸出濾波電感：

(9)

式中：UIN(max)為電壓波動(dòng)最大值150 V。

輸出濾波電容：

(10)

式中：ΔUOPP為輸出電壓的交流紋波，在本設(shè)計(jì)中其值為50 mV。

2.5 電壓反饋環(huán)設(shè)計(jì)

為實(shí)現(xiàn)開關(guān)變換器輸出電壓的穩(wěn)定，而不隨運(yùn)行條件、環(huán)境等的變化而變化，本設(shè)計(jì)采用閉環(huán)控制來實(shí)現(xiàn)變換器的穩(wěn)態(tài)調(diào)節(jié)。如圖7所示為電壓反饋電路，RC1為可變電阻，其利用UCC3895內(nèi)部的誤差放大器，通過調(diào)節(jié)RC1來改變輸出電壓反饋系數(shù)，從而對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。

圖7 電壓反饋電路設(shè)計(jì)

2.6 電流反饋環(huán)設(shè)計(jì)

由PI調(diào)節(jié)器構(gòu)成的電流反饋電路，如圖8所示。R14、R15、C16及C18構(gòu)成單零雙極點(diǎn)補(bǔ)償網(wǎng)路，該網(wǎng)絡(luò)能夠提高靜態(tài)增益。當(dāng)輸出電流未達(dá)到設(shè)定的限流值時(shí)，電壓調(diào)節(jié)器的輸出電壓起作用，與鋸齒波比較，決定全橋變換器的占空比。當(dāng)輸出電流達(dá)到限流值，輸出限流電路的輸出電壓低于電壓調(diào)節(jié)器的輸出電壓，二極管D5導(dǎo)通，此時(shí)由輸出限流電路的輸出電壓與鋸齒波比較，來決定全橋變換器的占空比。

圖8 電流反饋電路設(shè)計(jì)

3 仿真分析

為了驗(yàn)證功率變換電路設(shè)計(jì)的正確性和可行性，使用Saber仿真軟件進(jìn)行建模仿真[6]。表1為各元器件技術(shù)參數(shù)列表。

表1 仿真器件技術(shù)參數(shù)

開關(guān)管電壓為120 V，開關(guān)管的通斷由兩個(gè)脈沖發(fā)生器控制，脈沖上升沿和下降沿時(shí)間均設(shè)為20 ns，開關(guān)管A、B以及C、D之間的延時(shí)時(shí)間均設(shè)為225 ns，脈沖電壓值為16 V。仿真時(shí)間設(shè)為1 s，每一步的執(zhí)行時(shí)間為1 μs。

通過對(duì)所設(shè)計(jì)的電路直流工作點(diǎn)以及時(shí)域瞬態(tài)分析得到諧振電感電壓仿真波形如圖9所示，未加反饋環(huán)的輸出電壓波形如圖10所示以及加反饋環(huán)后的輸出端電壓波形如圖11所示。從圖10和圖11的對(duì)比中可以看出，加反饋環(huán)后電路的輸出電壓更加平滑穩(wěn)定，在零電壓開關(guān)脈寬調(diào)制技術(shù)的基礎(chǔ)上達(dá)到了輸出指標(biāo)，說明本設(shè)計(jì)在控制策略上是可行的。

圖9 諧振電感電壓仿真波形圖

圖10 未加反饋環(huán)的輸出電壓仿真波形圖

圖11 加反饋環(huán)后的輸出電壓仿真波形圖

4 結(jié)束語(yǔ)

分析了小功率車用充電電源的工作原理及功率變換電路拓?fù)?，在基于ZVS PWM技術(shù)的基礎(chǔ)上對(duì)該電源的功率變換電路進(jìn)行合理的設(shè)計(jì)。通過Saber仿真軟件對(duì)所設(shè)計(jì)電路進(jìn)行仿真分析，能夠得出該設(shè)計(jì)的輸出電壓、電流、諧波及響應(yīng)時(shí)間等指標(biāo)均滿足要求。與傳統(tǒng)的充電電源相比，基于零電壓脈寬調(diào)制技術(shù)的車用充電電源體積更小，頻率更高，損耗更少，發(fā)熱更低，符合小功率電動(dòng)車的充電要求?？傊?，該設(shè)計(jì)電路簡(jiǎn)潔、可靠并且成本低，能夠大大提高對(duì)車用鉛酸蓄電池的充電效率。