應(yīng)用于同頻帶全雙工中的寬帶自干擾射頻抵消技術(shù)

許江濤,唐炳俊,翟羽健,伍民順

(西安交通大學(xué)電子與信息工程學(xué)院,710049,西安)

在通信領(lǐng)域,為了防止發(fā)射和接收信號之間的干擾,通常采用頻分雙工(FDD)或時分雙工(TDD)的雙工方式。無論哪種方式,在同一時間、同一頻帶上均只存在單一方向的信號,如果能夠?qū)崿F(xiàn)同一時間同一頻帶上的雙向通信,即同頻帶全雙工,將在不增加額外頻帶的基礎(chǔ)上,使網(wǎng)絡(luò)吞吐量加倍,因而可提高頻譜的利用率[1-3]。然而,同頻帶全雙工技術(shù)最大的障礙源于收發(fā)機內(nèi)部發(fā)射信號耦合到接收端而給接收機帶來的自干擾(SI)。目前,解決同頻帶全雙工通信中的自干擾問題無一例外地采用了天線分離[4]和3種抵消技術(shù)[5-10]。天線分離依靠電磁波在自由空間的衰減來降低自干擾信號,限制了設(shè)備體積和應(yīng)用場合。3種自干擾抵消技術(shù)根據(jù)接收通道的不同階段分為天線抵消、射頻抵消和基帶抵消。天線抵消利用至少兩個發(fā)射天線,通過天線空間位置的布置在接收天線處抵消掉自身節(jié)點的發(fā)射信號,但天線位置一旦確定就僅能抵消固定頻率的自干擾信號,抵消帶寬受限。射頻抵消技術(shù)則是通過獲取發(fā)射信號作為參考信號,并控制其幅值和相位,在接收機前端與接收到的信號相減,以抵消其中的自干擾部分?；鶐У窒麆t在接收機將降頻信號轉(zhuǎn)換到數(shù)字域后,通過信道估算減去自干擾信號[10-11]。天線抵消除了受物理空間和抵消帶寬限制之外,其所能達到的自干擾抵消比較有限,不能完全滿足同頻帶全雙工系統(tǒng)對射頻自干擾抑制的要求,而基帶抵消無法解決強自干擾信號對射頻前端的影響,過大的自干擾如果不在進入接收機射頻前端前進行有效的抑制,會使射頻前端飽和或產(chǎn)生無法接受的非線性[12]。因此,在同頻帶全雙工通信系統(tǒng)中,射頻自干擾抵消是不可缺少的關(guān)鍵環(huán)節(jié)。

本文提出的自干擾射頻抵消技術(shù)基于正交矢量合成原理,通過獲取相互正交的發(fā)射參考信號,并分別控制其幅值,從而合成與自干擾信號幅值和相位相同的抵消信號,最終在接收機前端抵消接收信號中的自干擾信號。正交參考信號通過復(fù)制上變頻支路來獲得,如此則完全摒棄了限制帶寬的元件,使得抵消帶寬不受限制。正交矢量合成時的幅值則通過梯度下降算法自動控制。此外,文中射頻抵消方案基于CMOS集成理念設(shè)計,適于將該自干擾抵消系統(tǒng)集成到現(xiàn)有收發(fā)機集成電路中,從而實現(xiàn)小型化、低成本和更廣的適用性。

1 自干擾射頻抵消系統(tǒng)

1.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

本文基于正交矢量合成的原理,提出了自干擾射頻抵消方案,如圖1所示,方案通過精確控制的方式將耦合到接收端的發(fā)射信號從接收機射頻輸入中反相位抵消。該方案與已有多天線方案不同之處在于,其采用單天線模式,利用環(huán)形器提供發(fā)射到接收近27 dB的隔離度。該環(huán)形器僅能在發(fā)射機輸出到天線以及天線到接收機輸入兩個方向上導(dǎo)通,顯示出較低的插入損耗,而在其他方向提供一定的隔離度。正交合成的抵消信號樣本Is從發(fā)射機的上變頻電路直接獲取,另一樣本Qs由復(fù)制上變頻電路獲得。通過復(fù)制的方式獲得兩路正交信號,避免了和頻率相關(guān)的移相器的使用,而且在CMOS集成電路中可通過匹配獲得足夠的精度。Is、Qs的幅值由控制器自動控制,產(chǎn)生和自干擾信號幅值相同相位相同的抵消信號。抵消信號最后在接收機輸入端與接收到的信號進行相減,從而抵消掉通過天線環(huán)形器路徑耦合的發(fā)射信號。

降頻后的殘余信號可通過參考電壓可變的比較器電路檢測,比較結(jié)果輸入控制器來處理?？刂破鞑捎锰荻冗f減算法產(chǎn)生兩路正交合成信號的幅度控制碼,依次調(diào)整正交合成通路上放大器VGAI、VGAQ的幅值gi、gq。若比較結(jié)果較低,說明此時合成的抵消信號可以獲得更低的殘余信號,那么控制器將進一步調(diào)低比較器的參考電壓,進行下一輪殘余信號判定,最終控制器將產(chǎn)生精確的正交合成幅度控制碼,滿足系統(tǒng)對自干擾信號的抵消要求。

該方案采用正交矢量合成技術(shù)的最大優(yōu)點是解決了帶寬限制的問題,如果系統(tǒng)中所采用的環(huán)形器、電壓控制可變增益放大器等都具有足夠的帶寬,那么自干擾射頻抵消也可以在更大的帶寬內(nèi)實現(xiàn)。正交矢量合成技術(shù)僅通過控制兩個正交矢量的幅值來合成所需的抵消信號,相對于同時控制幅值和相位的方法,控制方法更簡單,正交合成信號相角的精度由幅值控制的精度來決定。

1.2 正交矢量合成原理

自干擾抵消方案采用正交矢量合成原理控制正交信號的幅值,從而控制合成信號的幅值與相位,使合成信號與干擾信號幅值、相位相等,來抵消自干擾信號。圖1中的兩路壓控增益可變放大器VGAI、VGAQ分別控制正交的兩路信號的幅值,從而控制了合成信號的幅值與相位,使其與耦合進入接收機的自干擾信號的幅值、相位相等。

圖2 正交矢量合成技術(shù)的原理

正交矢量合成技術(shù)控制抵消信號的幅值和相位的原理如圖2所示。正交參考信號I、Q的幅值變換范圍和符號根據(jù)環(huán)形器耦合進來的自干擾信號的幅值、相位變化情況確定。通過控制正交參考信號I、Q的幅值合成所需要的抵消信號,只要合成后的抵消信號能夠匹配自干擾信號的幅值和相位,在接收機前端相減后,就可以完全抵消自干擾信號。

受殘余信號檢測和控制精度的影響,正交合成后的信號與自干擾信號間存在幅值和相位誤差,自干擾抑制比隨幅值和相位誤差變化的曲線如圖3所示。自干擾抑制比對于相位誤差的依賴并不大,而對于幅值誤差卻很敏感。對于大于40 dB自干擾抑制比的研究目標,只要幅值誤差控制在0.07 dB以內(nèi),相位誤差在5°以內(nèi),自干擾抑制比都將大于40 dB。該精度一方面要求可變增益放大器的增益調(diào)節(jié)步長滿足要求,另一方面要求控制器輸出(DAC)的控制電壓能夠滿足該精度,同時決定了DAC的位數(shù)。

圖3 自干擾抑制比隨幅值和相位誤差的變化

2 自干擾射頻抵消系統(tǒng)建模與仿真

本文采用硬件描述語言VerilogHDL編寫控制器的代碼,實現(xiàn)檢測殘余信號的梯度遞減算法,產(chǎn)生控制正交幅值的控制信號。整體系統(tǒng)則采用安捷倫先進設(shè)計系統(tǒng)(ADS)實現(xiàn)數(shù)?；旌戏抡?ADS帶有ModelSim的端口,可調(diào)用ModelSim對Verilog代碼進行仿真。

自動控制算法的控制邏輯如圖4所示,圖中Vref為比較器的參考電壓,R為自干擾抵消后的殘余信號,Comp為比較器輸出的比較結(jié)果,C[8∶0]為控制Vref的DAC數(shù)字輸入信號,X[7∶0]與Y[7∶0]為控制正交幅值的兩路DAC的輸入數(shù)字信號,主要控制VGAI、VGAQ的幅值gi、gq。梯度遞減算法通過改變正交參考信號的幅值控制碼X[7∶0]、Y[7∶0]來依次改變正交合成兩路信號的幅值gi、gq,可獲得越來越接近自干擾信號的抵消信號,從而抵消后檢測到的殘余信號R,R逐漸變小,控制算法通過C[8∶0]進一步降低比較器的Vref,進行下一次的梯度遞減判定,通過迭代來實現(xiàn)越來越好的抵消效果。圖5給出了抵消后殘余信號R的功率隨幅值gi、gq變化的三維圖,可知存在gi、gq的最優(yōu)值,即控制信號X[7∶0]、Y[7∶0]的最優(yōu)值,使抵消后的自干擾信號最小。

圖4 數(shù)字控制器控制邏輯

圖5 殘余信號功率隨幅值gi、gq的變化

梯度下降算法從選定的初值開始,該初值是根據(jù)測試結(jié)果預(yù)估的較優(yōu)值,初值選擇的優(yōu)劣決定該算法的迭代次數(shù)。對于下一個gi、gq的調(diào)整值,如果計算所得抵消后殘余信號功率更低,即相對于初值結(jié)果梯度下降,說明選擇正確,則gi、gq更新為新調(diào)整值,否則再次調(diào)整gi、gq。如果初值選擇得當,該算法通過28～45次迭代可找到最優(yōu)的gi、gq。

圖6 殘余信號收斂過程

在系統(tǒng)仿真中,發(fā)射機發(fā)射的信號功率為60 mW,并經(jīng)過功率放大器放大10 dB,頻率為1 040 MHz,基帶輸入信號是峰值為1.414 V、頻率為30 MHz的正弦波,自干擾射頻抵消系統(tǒng)仿真結(jié)果如圖6、7所示。由圖6可知,殘余信號幅值變化總體呈遞減趨勢,最后收斂時間約為56 μs。圖7a為自干擾射頻抵消方案模型中泄漏到接收機接收端的干擾信號頻譜,圖7b為自干擾射頻抵消后殘余信號的頻譜,通過幅值之比可得自干擾抑制比達到了62 dB。

(a)干擾信號 (b)抵消后的殘余信號圖7 干擾信號和抵消后殘余信號的頻譜

5組不同自干擾信號相移,即發(fā)射機發(fā)射的信號經(jīng)過環(huán)形器后產(chǎn)生不同相移變化自干擾抵消比的關(guān)系如圖8所示。由圖8可知,在干擾信號相移為29°～61°、干擾信號頻率在1 010～1 070 MHz的60 MHz帶寬內(nèi),其自干擾抑制比總能滿足大于40 dB的要求。同時,采用正交幅值調(diào)制帶寬為50 MHz的調(diào)制信號替代正弦信號作為基帶輸入信號來檢驗,自干擾抑制比也達到了62 dB。

圖8 自干擾抑制比隨頻率的變化

本文將研究方案與現(xiàn)有技術(shù)進行對比,結(jié)果如表1所示。本文自干擾射頻抵消研究方案采用遞減的算法并用數(shù)字控制方式實現(xiàn)自干擾抵消,能在60 MHz帶寬以上實現(xiàn)自干擾抑制比為41 dB。文獻[5]實測得到的總抵消比為73 dB,總抵消包括射頻模擬和數(shù)字抵消,但基于信號翻轉(zhuǎn)技術(shù)的模擬前端采樣的射頻模擬抵消方案也只能實現(xiàn)在40 MHz帶

表1 性能總結(jié)及對比表

注:*表示模擬抵消+數(shù)字抵消

寬內(nèi)約40 dB的抑制比,本文研究方案卻能實現(xiàn)在帶寬大于40 MHz時,自干擾抵消比能達到40 dB以上。文獻[13]的實測結(jié)果表明,該系統(tǒng)只能在低頻處實現(xiàn)很好的自干擾抑制比,并不能適用于頻率大于1 GHz的情況。本方案采用單天線實現(xiàn)同頻帶全雙工收發(fā)功能也異于文獻[5,13]采用的多天線技術(shù),能夠減小體積并節(jié)省硬件開支。

3 結(jié) 論

針對同頻帶全雙工通信系統(tǒng)存在的自干擾問題,本文設(shè)計完成了一款可集成的單天線同頻帶全雙工自干擾射頻抵消系統(tǒng),打破抵消帶寬的限制,可實現(xiàn)自適應(yīng)控制過程,且具有可片上集成、適用單天線系統(tǒng)等特點。

本文對該方案采用原理與控制算法進行分析,使用VerilogHDL硬件語言編寫了數(shù)字控制器代碼,并在ModelSim仿真軟件中驗證了算法的正確性。正交合成的方法摒棄了移相器等設(shè)計復(fù)雜且限制帶寬的元件,通過相互匹配的兩路正交參考信號合成相位和幅值滿足要求的自干擾抵消信號,在打破帶寬限制的同時,也更加適應(yīng)片上集成實現(xiàn)。通過對抵消后殘余信號的識別來自動調(diào)整正交信號的幅值,從而實現(xiàn)了自干擾信號的自適應(yīng)抵消。

系統(tǒng)仿真結(jié)果表明,本文設(shè)計的自適應(yīng)射頻自干擾抵消系統(tǒng)在超過60 MHz的帶寬上,自干擾抑制比達到41～66 dB,該抵消比和抵消帶寬可滿足多數(shù)全雙工收發(fā)機對射頻自干擾抵消的要求,所采用的自適應(yīng)控制算法使得系統(tǒng)工作的適應(yīng)性更廣。