基于隧道磁電阻傳感器的磁探測技術

胡必堯，鄧甲昊，侯 卓，劉士川

(北京理工大學機電動態(tài)控制重點實驗室, 北京 100081)

0 引言

對近炸引信系統(tǒng)而言，它們均通過探測器來獲取目標信息。這些探測器由于所借助的物理場不同而形成了不同的探測體制，主要有無線電、激光、紅外等。其中磁探測體制具有抗電子干擾能力強，測量結果不受雨、霧等惡劣環(huán)境影響的優(yōu)點。同時，戰(zhàn)場上的軍事裝備如坦克和潛艇等均是鐵磁性物質(zhì)，磁探測作為一種借助保守物理場的探測方法具有天然的優(yōu)勢。磁引信系統(tǒng)是磁探測的一種典型應用，而傳統(tǒng)的磁引信大多基于金屬渦流效應、電磁感應及霍爾效應。但利用該原理進行目標探測時存在高溫環(huán)境下效果差，探測靈敏度低以及對目標磁場要求較強等缺點。若要進一步增強磁近炸引信的抗干擾能力，提高對目標的毀傷概率，就必須尋求一種具有良好軟磁特性的新興材料作為磁引信探測電路的敏感元件，使引信探測器的分辨率達到nT量級，從而保證對微磁、弱磁信號的檢測。

本文針對此問題，提出了以隧道磁電阻(TMR)傳感器為磁引信探測系統(tǒng)的敏感元件，開展地面鐵磁目標的磁探測技術研究。TMR作為TMR傳感器的磁敏感元件，其磁性隧道結的兩鐵磁層間基本不存在層間耦合，故只需一個很小的外磁場即可實現(xiàn)鐵磁層磁化方向的改變，引起隧道磁電阻的巨大變化，可以用于導航、制導及引信等武器系統(tǒng)可抵御彈道上的各種有源和無源干擾。同時，它可以直接接入集成電路，制成靈敏度高、快速響應、磁滯小、高的溫度穩(wěn)定性、低功耗的微型TMR磁場傳感器。因此開展隧道磁傳感器的應用技術研究，對磁引信的發(fā)展有重要意義。

1 機理分析

隧道磁電阻傳感器的工作原理是基于隧道磁電阻效應，其敏感元件磁性隧道結結構如圖1所示。左右兩層是在磁場中易磁化的金屬層，中間是絕緣層。當磁性隧道結放置于磁場中，兩側的金屬層則發(fā)生磁化。若兩金屬層的磁化方向同向且平行，則進行隧穿的電子數(shù)較多隧穿電流較大，即整個磁性隧道結的電阻較小；若兩金屬層的磁化方向平行反向，則電子的隧穿電流較小，即整個磁性隧道結的電阻較大。磁隧道結中兩鐵磁層間不存在或基本不存在層間耦合，只需一個很小的外磁場即可將其中一個鐵磁層的磁化方向反向，從而可導致隧穿電阻的巨大改變[1]。磁探測電路中這一變阻器件電阻的改變必引起檢測電壓信號的改變從而使我們獲得的鐵磁目標信息。

圖1 磁性隧道結結構及電子隧穿示意圖Fig.1 Magnetic tunnel junction structure and electron tunneling schematic

TMR磁傳感器就是隧道磁電阻作為敏感元件的磁傳感器，而磁傳感器是眾多傳感器中的一種，市場上的磁傳感器大致可以分為以下幾類：霍爾元件、各向異性磁阻傳感器、巨磁電阻傳感器、隧道磁電阻傳感器。表1所示為各類磁傳感器性能指標的對比。可以明顯的看到TMR隧道磁電阻傳感器相比與其他磁傳感器具有功耗低、尺寸小、靈敏度高、動態(tài)范圍廣、分辨率高、溫度特性好等優(yōu)點。

表1 各磁傳感器的性能指標Tab.1 magnetic sensor performance indicators

2 TMR磁探測器設計

2.1 隧道磁電阻傳感器簡介

本文所采用的是TMR單軸線性傳感器TMR2905。TMR2905采用了一個獨特的推挽式惠斯通全橋結構設計，包含四個非屏蔽高靈敏度TMR傳感器元件。當外加磁場沿平行于傳感器敏感方向變化時，惠斯通全橋提供差分電壓輸出，并且該輸出具有良好的溫度穩(wěn)定性。傳感器的靈敏度為50 mV/V/Oe，工作溫度范圍為-40～125 ℃，有著寬的動態(tài)范圍，較低的功耗，極低的磁滯和寬工作電壓范圍以及極低的本底噪聲，廣泛運用在微弱磁場檢測、電流傳感器和位置傳感器中，圖2列出了TMR2905傳感器輸出隨外加磁場強度變化(外加磁場±10 Oe、工作電源1 V)的典型曲線。

圖2 TMR2905傳感器輸出特性曲線Fig.2 TMR2905 sensor output characteristic curve

2.2 信號調(diào)理電路設計

TMR探測器是制導與引信系統(tǒng)獲取目標信息的主要子系統(tǒng)。它的探測靈敏度高低直接決定了該系統(tǒng)的目標探測整體性能。而決定探測靈敏度的主要因素有兩點：一是傳感器本身的探測靈敏度，本課題采用的磁隧道傳感器特性較普通磁性元件具有天然優(yōu)勢；二是系統(tǒng)探測電路的靈敏度。因此，本文基于坦克微弱磁場探測的背景著重探索提高系統(tǒng)探測電路靈敏度的技術途徑。圖3所示為信號調(diào)理電路原理框圖。信號調(diào)理主要為信號的放大和濾波，中間加入運放跟隨器來增加信號的驅(qū)動能力并起到電路模塊隔離的作用，增大電路的抗干擾能力。

圖3 信號調(diào)理電路原理框圖
Fig.3 Signal conditioning circuit diagram

1)放大電路

由于TMR的輸出信號來自惠斯通電橋的輸出端，無緩沖，驅(qū)動能力較弱，因此，后端放大電路中選擇采用適于對弱驅(qū)動傳感信號進行放大的儀表放大器。儀表放大器通常由三個運算放大器A1、A2、A3組成，如圖4所示。

圖4 儀表放大器原理框圖Fig.4 Instrumentation amplifier diagram

圖中的A1、A2組成具有對稱結構的差分輸入端，一般情況下，R1=R2，R3=R4=R5=Rf，理論上其差模增益Ad為

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輸入共模信號時，RG處于斷開狀態(tài)，A1、A2為電壓跟隨器，其共模增益為1。A3將A1，A2端的差動輸入信號轉(zhuǎn)化為單端輸入信號，其共模抑制精度取決于電阻Rf的匹配精度。

本文采用AD8421儀表放大器進行敏感信號放大，是一款低成本、低功耗、極低噪聲、超低偏置電流、高速儀表放大器。在信號頻率為20 kHz，放大器增益為1的情況下共模抑制比為為80 dB，即差模增益是共模增益的一萬倍。且共模抑制比會隨著放大倍數(shù)的增加而增加，因此放大器具有非常良好的共模抑制能力。在放大器的放大倍數(shù)小于100時，其增益帶寬積為10 MHz，在滿足放大需求的同時，完全可以滿足信號的帶寬需求。

放大電路圖如圖5所示，設置放大器的增益為22，放大器的增益G由電阻R1控制

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放大器的輸出電壓為

VOUT=G×(VIN+-VIN-)+VREF

(3)

這里參考電壓VREF由芯片的參考端REF定義，本文將參考端接地，即VREF=0，則輸出電壓

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圖5 信號放大電路圖Fig.5 Signal amplification circuit

在目標信號強度較低的情況下，儀表放大器電路需要處理可能會存在不斷增加的射頻干擾，如果很強的射頻干擾信號首先被儀表放大器的輸入級整流，表現(xiàn)為直流失調(diào)誤差，那即使在輸出端加入低通濾波進行處理也不能去除這個誤差。差分輸入端，本文儀表放大器的前端的差分輸入電路加入射頻干擾濾波器，主要有三個目的：1)盡可能從輸入端去除射頻能量；2)保持每個輸入端和地之間的交流信號平衡；3)在測量帶寬內(nèi)保持足夠高的輸入阻抗以避免對輸入信號源的帶載能力。

如圖5所示，在反相端，R2和C2構成低通濾波器，在同相端，R3和C3構成低通濾波器。這兩個低通濾波器的截至頻率需很好的匹配，這取決與電容，電阻的精度，匹配不好共模信號易轉(zhuǎn)化為差分信號。電容C4在高頻段將輸入路，能在一定程度上降低了低通濾波器的匹配要求，這里，C4的值應至少為C2的10倍。

輸入端的抗射頻干擾濾波器有兩種不同的信號帶寬分別為差分帶寬和共模帶寬。差分帶寬BD為差分信號輸入時濾波器的頻率響應。這時的RC時間常數(shù)由兩個等值的輸入電阻之和以及C2、C3、C4一起決定，由于C2、C3比C4小一個數(shù)量級，相應的阻抗較小，這里計算時可以忽略

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共模帶寬BC為連接在一起的兩個輸入與地之間的共模信號帶寬，即C4不影響共模信號帶寬，由兩個RC低通網(wǎng)絡決定。

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2)濾波電路

坦克鐵磁目標的磁場一般屬于頻率較低的信號，頻率在百赫茲量級。而傳感器的輸出信號會夾雜一些高頻噪聲信號，同時由于外界的電磁干擾和電路本身的電阻、半導體等器件所產(chǎn)生的噪聲影響，也會導致輸出的信號中夾雜一些高頻信號，這些高頻干擾信號放大后會直接影響到目標信號的檢測，并影響測量精度。故需要在傳感器的輸出端進行低通濾波以消除或削弱這些不需要的高頻信號，提高檢測精度，進一步提高傳感器的輸出特性。

最常用的低通有源濾波方式主要有：貝塞爾(Bessel)濾波，切比雪夫(Chebyshev)和巴特沃斯(Butterworth)濾波這三種電路。在濾波器階數(shù)相同時，巴特沃斯濾波器通帶最平坦，阻帶下降慢。切比雪夫濾波器通帶等紋波，通帶中幅度響應的波峰和波谷之間的差異永遠相同，阻帶下降較快。貝塞爾濾波器著重于相頻響應，幅頻響應的通帶等紋波，阻帶下降慢。本文低通濾波器選擇需滿足以下兩方面：1)通帶內(nèi)增益應小，即通帶內(nèi)輸出與輸入的比值應保持穩(wěn)定；2)考慮過渡帶的衰減速度。滿足截止頻率條件下，衰減速度越快，效果越好。綜合考慮，為滿足濾波器對高頻信號的抑制性能，本文選擇切比雪夫低通濾波器。

本文選擇4階低通濾波器LTC1563-2，具體電路如圖6所示，電阻、電容的連接方式使之構成切比雪夫型濾波器。該濾波器由兩個二階的低通濾波器組成，如圖所示。每一個二階的低通濾波器的截至頻率由三個獨立的外接電阻確定，截至頻率范圍為256 Hz

圖6 濾波電路原理圖Fig.6 Filter circuit diagram

圖7 濾波電路頻率響應波特圖Fig.7 Filter circuit frequency response bode plot

3)電源模塊

常用的直流電源有低壓差直流線性穩(wěn)壓源(LDO)與直流開關電源(DC/DC)兩種。LDO是一種線性穩(wěn)壓器，運用在其線性區(qū)域內(nèi)運行的晶體管或場效應管，從輸入電壓中減去超額的電壓，產(chǎn)生經(jīng)過調(diào)節(jié)的輸出電壓。與線性電源不同的是開關電源是讓功率晶體管工作在導通和關斷的狀態(tài)，在這兩種狀態(tài)中，加在功率晶體管上的伏-安乘積是很小的(在導通時，電壓低、電流大；關斷時，電壓高、電流小)，功率器件上的伏安乘積就是功率半導體器件上所產(chǎn)生的損耗。

總的來說，開關電源與線性電源相比優(yōu)勢在于效率高，加之開關晶體管工作于開關狀態(tài)，損耗較小，發(fā)熱較低，不需要體積/重量非常大的散熱器，因此體積較小、重量較輕。但由于開關電源工作在高頻狀態(tài)，抗高頻干擾的能力不強，輸出信號有紋波。線性電源的優(yōu)勢在于結構相對簡單，可靠性相對較高，電流紋波率可以很容易的做到比較低。本文為提高可靠性滿足電路對抗高頻干擾的要求，應采用線性穩(wěn)壓源。但由于線性穩(wěn)壓源輸出為單電源，這樣儀表放大器在放大交流信號時，負半周的信號不能有效的進行放大，導致輸出信號波形失真或不完整。綜合考慮，本文采用線性電源和開關電源組合使用的方式。如圖8所示為TMR探測電路的電源模塊圖。

圖8 電源模塊原理圖Fig.8 Power module schematic

圖中A0505T-1W為開關電源，輸入電壓為5 V，輸出電壓為±5 V。MIC29302WU為3 A的直流線性穩(wěn)壓源。本文采用鋰電池電源供電，輸入為7.4 V的鋰電池電源，其輸出電壓Vout和電阻R7，R8的關系滿足公式

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3 電路仿真

為驗證調(diào)理電路設計的合理性，對所設計的調(diào)理電路的放大濾波模塊進行了仿真。采用Multisim軟件對調(diào)理電路進行建模，輸入信號用函數(shù)信號發(fā)生器產(chǎn)生，信號類型為正弦信號，峰峰值為50 mV，每次輸入的信號頻率不同分別為100 Hz，10 kHz，20 kHz，30 kHz和100 kHz。輸出信號用示波器進行顯示?？偣策M行了5次仿真實驗，仿真得出的輸入輸出信號波形圖如圖9所示。從波形圖分析得到輸出波形的峰峰值以及失真情況如表2所示。

圖9 輸入輸出信號仿真波形Fig.9 I/O signal simulation waveform

輸入信號頻率輸出信號失真情況100 Hz1.1 V無失真10 kHz1.13 V相位失真20 kHz1.13 V相位失真30 kHz130.82 mV相位、幅度失真100 kHz656.98 μV相位、幅度失真

調(diào)理電路放大器的放大倍數(shù)為22，濾波器的截止頻率為20 kHz，輸入信號峰峰值為50 mV。在理想情況下，當輸入信號的頻率小于20 kHz時，輸出信號的峰峰值應該為1.1 V且無失真情況；當輸入信號的頻率大于20 kHz時，應該無輸出。由表2可以看出，在輸入信號頻率為100 Hz時，信號幅度放大了三倍且沒有失真情況。在沒有超過截止頻率的情況下，隨著輸入頻率的增加，信號的幅度放大了22倍，表明放大器成功放大了信號。但同時產(chǎn)生相位失真的情況。在輸入頻率超過截止頻率后，還產(chǎn)生了幅度失真的情況，表明濾波器對信號進行了抑制作用。而且頻率越高的信號幅度越小，濾波器對信號的抑制越明顯。仿真結果表明，調(diào)理電路模塊能有效地進行低頻信號的放大并能抑制高頻噪聲干擾。

4 汽車實驗

由于無法使坦克目標運動起來，本文以小汽車為探測目標進行了目標特性測試實驗。以此來測試隧道磁電阻傳感器探測電路對鐵磁目標的探測能力。為測試隧道磁電阻傳感器的探測電路的磁場探測能力，以小汽車為探測目標進行了實驗。TMR探測器放置在試驗臺上靜止不動，小汽車以一定的速度從探測器旁邊駛過，得到每一次探測器的輸出電壓波形。實驗過程中，傳感器探測電路放置在引信殼體內(nèi)，傳感器敏感方向正對小汽車。傳感器探測磁場信息并輸出電壓信號到示波器上顯示。

如圖10所示，TMR磁場探測器放置在木制實驗臺中間位置與小汽車的車身中部一致。探測器與小汽車之間的距離用卷尺進行測量，卷尺末端放置一個塑料瓶便于小汽車進行定位。實驗開始之前， 給TMR探測器通電，此時，觀察示波器基本沒有輸出，但存在固定頻率的紋波，幅值大約幾毫伏，考慮為示波器的工頻干擾，周圍環(huán)境基本沒有干擾。實驗過程中，分別以小汽車的速度以及小汽車和探測器之間的距離為變量測量了探測器的輸出電壓。

圖10 TMR探測器汽車實驗圖Fig.10 TMR detector detecting car experiment chart

1)速度分析

保持TMR探測器與小汽車之間的距離為700 cm，讓小汽車分別以30 km/h，40 km/h，50 km/h的速度從探測器前方駛過。得到探測器輸出電壓波形，由于存在示波器的工頻干擾，輸出波形有一定的紋波，采用Origin軟件對輸出波形進行平滑處理。得到TMR探測器在汽車不同速度下的輸出波形如圖11所示，提取探測器輸出波形的正向和反向最大值得到表3。

圖11 不同速度下探測器輸出波形圖Fig.11 Detector output waveform at different speeds

速度/(km/h)正向輸出最大值/mV反向輸最大值出/mV峰峰值/mV308816401118295015924

由圖11可知，探測器輸出波形類似于一個正弦波形，電壓值先增大再減小反映了探測器前端磁場強度先增大再減小的過程。通過表3的數(shù)據(jù)可以知道，隨著汽車速度的增加，探測器的輸出電壓變大，但變化不明顯，速度每增加10 km/h，輸出電壓增加約3 mV。

2)距離分析

汽車在傳感器正前方以50 km/h的速度勻速駛過，汽車與傳感器的距離由近到遠分別為330 cm，420 cm，500 cm，600 cm，700 cm。不同距離下探測器的輸出電壓波形如圖12所示，提取波形數(shù)據(jù)得到表4。

圖12 不同距離下探測器輸出波形圖Fig.12 Detector output waveform at different distance

距離/cm正向輸出最大值/mV反向輸出最大值/mV峰峰值/mV330583290420486611450037205760026426870015924

可以看出，探測器的輸出波形在不同距離下有明顯的變化。汽車與探測器距離越近，磁場強度越大，探測器輸出值越大。3 m左右的距離輸出最大值大約60 mV。5 m左右的距離輸出最大值大約40 mV。距離6 m時達到26 mV，距離7 m時，探測器輸出信號最大值大約15 mV。由于傳統(tǒng)磁探測器輸出變化20 mV可以準確識別目標，如果采用低信噪比信號處理手段，本探測器對小汽車的探測距離可達7～8 m。

5 結論

本文提出了以隧道磁電阻(TMR)傳感器為磁引信探測系統(tǒng)的敏感元件，開展地面鐵磁目標的磁探測技術研究。設計基于TMR傳感器的微磁場探測器，該探測器以TMR傳感器為敏感元件，針對傳感器輸出信號幅值小，驅(qū)動能力弱的特點設計模擬信號調(diào)理電路。包括差分輸入，射頻干擾及混疊干擾濾波，敏感信號放大，高階低通濾波以及電源模塊。通過機理分析、電路設計與仿真以及汽車實驗表明本文設計的隧道磁電阻微磁場探測電路的有效可行性。為提升電路的抗干擾能力，采用了以下手段：1)針對目標探測的原距離微弱磁場信號設計了射頻干擾濾波器和抗混疊噪聲干擾濾波器以及抗高頻干擾性能好的線性電源模塊；2)引信殼體不是金屬材料，采用高分子聚合物制成，在一定程度上減少了磁場干擾。仿真和實驗分析表明，TMR探測器對汽車目標的實驗表明該探測器對汽車探測距離能夠達到8 m。TMR探測器的輸出是隨著鐵磁目標的磁場強度增大而增加。由于坦克的鐵磁量是小汽車的數(shù)倍，可以推測該探測器至少能夠?qū)崿F(xiàn)8 m以上對坦克，裝甲車等鐵磁目標的預警，完全能夠達到磁引信的需求并較傳統(tǒng)磁引信顯著提高了探測距離。后續(xù)將應用隧道磁電阻三軸線性傳感器進行探測，在空間允許的情況下，可采用隧道磁電阻傳感器陣列，全方位地探測目標信息，以提高目標識別精度。