基于改進(jìn)主從法的并聯(lián)雙向直流電源系統(tǒng)控制

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(浙江理工大學(xué) 信息學(xué)院，杭州 310018)

0 引言

在可靠性要求高的電源供電系統(tǒng)中，通常采用電源并聯(lián)向負(fù)載供電。與傳統(tǒng)的集中式電源相比，它可通過改變并聯(lián)電源的數(shù)量來滿足不同輸出功率的需求。而且并聯(lián)電源具有承受應(yīng)力小，冗余性高，響應(yīng)速度快等優(yōu)點(diǎn)。

目前，在并聯(lián)均流電源系統(tǒng)中，主要常見的均流策略為：輸出阻抗法、主從控制法、平均電流法[1]、外加均流控制器法、最大均流均流法[2]、自主均流法[3]。主從控制法對(duì)于參數(shù)相近的電源模塊，只要滿足輸出電壓相等，就能實(shí)現(xiàn)均流效果，其均流機(jī)理是適時(shí)調(diào)整各模塊的輸出特性，使其上下平移一致，控制方法簡(jiǎn)單，但其主要缺點(diǎn)是如果主模塊發(fā)生故障，系統(tǒng)就無法工作。尤其是系統(tǒng)上電啟動(dòng)瞬間，電流誤差處于最大時(shí)容易發(fā)生故障。針對(duì)其缺點(diǎn)，本文提出了一種基于主從控制的數(shù)字均流[4]改進(jìn)算法，減小系統(tǒng)啟動(dòng)時(shí)某一模塊負(fù)載電流最大值，極大程度降低主從控制法均流故障概率，延長(zhǎng)了電源模塊的使用壽命，提高了電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及原理

如圖1所示，雙向DC-DC電源并聯(lián)模塊[5-6]、數(shù)字信號(hào)控制器(DSC)、驅(qū)動(dòng)電路、電壓電流檢測(cè)電路、按鍵電路和OLED顯示屏等器件構(gòu)成了均流硬件電路。系統(tǒng)工作時(shí)，DSC首先產(chǎn)生兩路互補(bǔ)對(duì)稱占空比可變的PWM，經(jīng)過驅(qū)動(dòng)電路將PWM幅值放大使并聯(lián)模塊輸出初始電壓電流，初始狀態(tài)電流不匹配度[7]較大。經(jīng)過電壓電流檢測(cè)電路反饋到DSC，DSC采用主從控制[8-11]數(shù)字均流控制算法實(shí)時(shí)處理反饋信號(hào)，改變PWM占空比，從而改變輸出電壓電流。一旦出現(xiàn)過流短路現(xiàn)象，過流保護(hù)電路關(guān)斷驅(qū)動(dòng)信號(hào),過流后可自動(dòng)恢復(fù)。按鍵模塊改變并流模塊輸出電流比例。OLED模塊實(shí)時(shí)顯示并聯(lián)模塊輸出電壓電流及均流比例。

圖1 并聯(lián)均流電路系統(tǒng)框圖

2 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

2.1 并聯(lián)模塊設(shè)計(jì)

并聯(lián)模塊電源拓?fù)洳捎肂uck/Boost型雙向DC-DC變換器，電路如圖2所示。

圖2 雙向DC-DC主電路結(jié)構(gòu)

Buck/Boost型雙向DC-DC變換器具有電感電流斷續(xù)和連續(xù)模式下變壓比保持不變的特性，有利于動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)。

在工程實(shí)踐中，一般來說輸入電壓由220 V轉(zhuǎn)24 V的變壓器進(jìn)行整流濾波提供，電壓范圍在24～33.9 V波動(dòng)。降壓后輸出給各類高功耗的設(shè)備供電,故本文設(shè)計(jì)的電路參數(shù)：輸入電壓為Ui=30 V，經(jīng)過雙向DC-DC電路斬波，輸出電壓Uo=8 V，負(fù)載電流I=1 A～5 A,額定容量是Pout=40 W，PWM頻率fs=10 kHz。因?yàn)橹鲝目刂飘a(chǎn)生故障的狀態(tài)一般發(fā)生在負(fù)載電流較大的情況，所以需設(shè)定較高的負(fù)載電流值為5 A，測(cè)量電路處于最大負(fù)載電流工作狀態(tài)時(shí)電路的穩(wěn)定性和并聯(lián)均流精度。

電源拓?fù)淦骷?shù)設(shè)計(jì)過程如下，由歐姆定律R=Uo/I計(jì)算得，負(fù)載范圍R=8～1.6 Ω。根據(jù)電感電流處于連續(xù)模式及以上指標(biāo)，選擇合適的電容,電感。變壓比M與占空比D的關(guān)系在電流連續(xù)模式下如公式(1)所示:

(1)

計(jì)算出占空比D=4/15。當(dāng)輸出電流處于最小值時(shí)，電感電流會(huì)出現(xiàn)斷續(xù)模式,考慮臨界負(fù)載電流情況，即I=Imin=1 A，主從模塊均分電流Imin/2需滿足公式(2):

(2)

公式(2)中，Iob為臨界負(fù)載電流，L為電感值。按D=4/15確定實(shí)際運(yùn)行的臨界負(fù)載電流:

(3)

計(jì)算得到L=586.7 μH，實(shí)際電路需留有裕量，選取L=1 mH。給定輸出電壓紋波指標(biāo)ΔV=±0.2 V，計(jì)算輸出電容C，根據(jù)紋波計(jì)算公式:

(4)

得出C=73.4 nF，為了盡量降低輸出紋波，選取C=470 μF[12]。

主電路中的開關(guān)管T1,T2選用IRF1010E，最大承受電壓UDS=60 V，導(dǎo)通電阻RDS= 12 mΩ。D2,D1選用開關(guān)管的內(nèi)部體二極管，其最大可通過電流50 A，反向恢復(fù)時(shí)間73 ns，滿足其最大輸出電流和最大輸入電壓要求。

2.2 電壓電流檢測(cè)模塊設(shè)計(jì)

檢測(cè)電路結(jié)構(gòu)如圖3和4所示，電流檢測(cè)采用電流檢測(cè)芯片INA282，固定增益G1為50，具有高共模抑制和極低的增益誤差，反饋精度高。反饋電壓VIF和檢測(cè)電流I的關(guān)系如公式(5)所示:

VIF=I×R4×G1

(5)

R4為串聯(lián)在電路中采樣電阻。該電路在電流反向流入時(shí)，反饋電壓VIF為零電壓，確保了電路輸出電流正向流出。

圖3 均流電流檢測(cè)電路圖

電壓檢測(cè)采用高精度增益差分運(yùn)放INA143和儀表放大器INA128級(jí)聯(lián)，增益G2、G3分別為0.1和1+50 kΩ/RG,其中RG為增益可調(diào)電阻，電壓反饋輸出電壓VF1與輸出電壓關(guān)系如下所示:

VF1=Uo×G2×G3=Uo×0.1×(1+50 kΩ/RG)

(6)

本設(shè)計(jì)有效地避免了輸出電壓檢測(cè)和單片機(jī)共地的問題，為輸出電壓反饋精度提供了保證，電壓檢測(cè)電路如圖4所示。

圖4 電壓檢測(cè)電路圖

3 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

3.1 軟件整體設(shè)計(jì)

軟件編程選擇Microchip公司的MPLAB XIDE集成開發(fā)環(huán)境和C編程語(yǔ)言。該軟件可在線調(diào)試代碼，為開發(fā)此系統(tǒng)提供了便利。

如圖5所示，在該系統(tǒng)中軟件執(zhí)行過程為：初始化OLED屏顯示、開啟兩路互補(bǔ)對(duì)稱的PWM模塊、配置ADC和TIMER0、1中斷和初始化按鍵IO口后，先判斷電路是否處于過流狀態(tài)，若處于過流狀態(tài)，則進(jìn)入過流短路子程序，關(guān)斷PWM模塊和斷開主電路電源。在主函數(shù)中開啟軟啟動(dòng)功能，最后在主循環(huán)while中實(shí)時(shí)顯示主從模塊輸出電壓電流及均流比例。在ADC中斷中采集主從模塊負(fù)載電流和輸出電壓反饋信號(hào)，在Timer0、1中斷中，分別實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)數(shù)字均流算法和電路軟啟動(dòng)功能。

圖5 DSC系統(tǒng)軟件整體配置流程圖

3.2 均流算法實(shí)現(xiàn)

DSC均流算法如圖6所示，配置控制主電源模塊的PWM為調(diào)節(jié)輸出穩(wěn)壓功能，從模塊的PWM為跟隨主模塊電流的均流功能。初始設(shè)置主模塊占空比略大于從模塊，主從電流從初始狀態(tài)電流不對(duì)稱開始調(diào)節(jié)，若輸出電壓與參考電壓Vref偏差大于最小穩(wěn)壓精度，則改變主模塊的PWM占空比調(diào)節(jié)穩(wěn)壓。與此同時(shí)，從模塊負(fù)載電流與主模塊負(fù)載電流比較，若從模塊電流I2與主模塊電流I1偏差大于最小均流精度，則改變從模塊的PWM占空比實(shí)現(xiàn)均流。在調(diào)節(jié)過程中，均流的穩(wěn)定性和精度主要取決于主從模塊的調(diào)節(jié)速率和各模塊的PID參數(shù)。另外在電路剛啟動(dòng)時(shí)，避免出現(xiàn)主模塊負(fù)載過重情況，加入了主模塊限流功能。

圖6 均流算法流程圖

3.3 優(yōu)化調(diào)節(jié)速度

主從模塊調(diào)節(jié)速度的設(shè)定取決于電路輸出電壓響應(yīng)時(shí)間和電路效率。因?yàn)楸緦?shí)驗(yàn)電路結(jié)構(gòu)相同，器件參數(shù)近似，其電流不匹配程度小，響應(yīng)時(shí)間幾乎相同，電路效率相近，所以電壓響應(yīng)時(shí)間和電路效率基本相近。實(shí)驗(yàn)中分別測(cè)試主從模塊電路在額定功率輸出情況下效率為85.2%和86.4%，得出需設(shè)置主模塊PWM波初始占空比略大于從模塊，可降低其初始電流不匹配度。要保證均流的穩(wěn)定性和精度，需確保從模塊調(diào)節(jié)時(shí)間小于主模塊，即從模塊的電流調(diào)節(jié)速率大于主模塊。在代碼實(shí)現(xiàn)方面，首先開啟定時(shí)器中斷，根據(jù)系統(tǒng)對(duì)輸出電壓的響應(yīng)時(shí)間設(shè)置合適的中斷頻率f=500 Hz，在中斷中設(shè)置分頻變量，使主從模塊調(diào)節(jié)占空比的速率為1：2，即主模塊的PWM調(diào)節(jié)速率為250 Hz，從模塊的PWM調(diào)節(jié)速率為500 Hz。

3.4 設(shè)置較低的比例系數(shù)和較高的積分環(huán)節(jié)系數(shù)

由于各模塊的PID參數(shù)根據(jù)不同的電路參數(shù)需要大量時(shí)間調(diào)試，而且引入較大的比例環(huán)節(jié)有可能引發(fā)電路振蕩，所以調(diào)試中將比例系數(shù)降低到很小，增大其積分環(huán)節(jié)的系數(shù)。為了避免積分誤差累加過大，設(shè)置了飽和上下限，當(dāng)積分誤差累加到上限或下限時(shí)，誤差不再累加。實(shí)驗(yàn)中設(shè)置從模塊的積分參數(shù)和比例參數(shù)略大于主模塊。因?yàn)閮蓚€(gè)模塊調(diào)節(jié)速率的不同已經(jīng)能保證跟隨的成功率，而PID系數(shù)的設(shè)置是為了降低電源模塊差異性對(duì)調(diào)節(jié)穩(wěn)定性的影響，降低瞬態(tài)調(diào)節(jié)過程中電流的不匹配度，增大改進(jìn)的主從控制算法的適用范圍。

3.5 設(shè)置主模塊限流保護(hù)

在主模塊調(diào)節(jié)的過程中，為了避免一開始主模塊PWM調(diào)節(jié)速率過快，導(dǎo)致其負(fù)載電流過大。所以根據(jù)實(shí)際輸出需求，限制其最大輸出電流為4A，在主模塊負(fù)載電流未達(dá)到4A前，主模塊調(diào)節(jié)負(fù)載電壓保持恒定8 V，超過4A時(shí)，PWM調(diào)節(jié)主模塊負(fù)載電流恒流，調(diào)節(jié)使其負(fù)載電流維持在4A。

3.6 使用軟啟動(dòng)技術(shù)

由于階躍響應(yīng)是系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能中最為嚴(yán)峻的工作狀態(tài)，在改進(jìn)控制策略的情況下，采用軟啟動(dòng)技術(shù)，先降低目標(biāo)參數(shù)Vref，然后分級(jí)逐步增加Vref值直到設(shè)定的最終值8 V，這樣可以大大降低超調(diào)量過大引發(fā)系統(tǒng)振蕩的可能性，程序?qū)崿F(xiàn)流程如圖6所示。實(shí)驗(yàn)中定時(shí)時(shí)間根據(jù)電路輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間設(shè)置，實(shí)驗(yàn)測(cè)量雙向DC -DC電路支路電流從0到滿載2.5 A電流且輸出電壓為8 V的穩(wěn)定時(shí)間為62.8 ms。根據(jù)測(cè)得的穩(wěn)定時(shí)間設(shè)置定時(shí)累加時(shí)間，使其略大于穩(wěn)定時(shí)間，可確保系統(tǒng)調(diào)節(jié)到目標(biāo)值后穩(wěn)定，例如70 ms。然后將Vref從低到高分成幾段，本實(shí)驗(yàn)設(shè)置為10段，每經(jīng)過70 ms，改變目標(biāo)參數(shù)使其增加0.8 V，累加到設(shè)定值8 V后保持不變。

圖7 軟啟動(dòng)程序框圖

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

4.1 實(shí)驗(yàn)步驟和方法

在系統(tǒng)調(diào)試過程中，首先設(shè)置PWM低調(diào)節(jié)速率和PID低比例環(huán)節(jié)參數(shù)和積分環(huán)節(jié)參數(shù)，逐步增加主從模塊的調(diào)節(jié)速率和積分環(huán)節(jié)參數(shù)，調(diào)試主要以改變PWM調(diào)節(jié)速率為主，即改變其定時(shí)器中斷的頻率。測(cè)量輸出電壓穩(wěn)態(tài)波形和精度，各模塊輸出電流瞬態(tài)和穩(wěn)態(tài)電流變化波形及其電流穩(wěn)態(tài)調(diào)節(jié)精度。經(jīng)過參數(shù)優(yōu)化，實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)和波形如圖8所示。

圖8 均流實(shí)驗(yàn)負(fù)載電壓電流波形

4.3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析和不足

從圖8(a)看出，系統(tǒng)輸出電壓在8 V輕微低頻振蕩，振蕩幅度小于0.2 V 。圖8(b)和8(c)中I1為主模塊輸出電流，I2為從模塊輸出電流。兩但其平均值相同，穩(wěn)態(tài)均流效果良好，振蕩幅度小于0.2 A。瞬態(tài)輸出電流曲線幾乎重合，主從電流偏差小于0.1 A，到穩(wěn)態(tài)過程中未出現(xiàn)超調(diào)量過大現(xiàn)象，從而說明系統(tǒng)的瞬態(tài)調(diào)節(jié)穩(wěn)定。在0～0.8 s期間，電流變化波形呈現(xiàn)分段上升，在這期間電流偏差小于0.05 A，電流不匹配度低，說明分段上升對(duì)使用PID調(diào)節(jié)電路瞬態(tài)負(fù)載電流具有抑制其振蕩的作用。電流從0到滿載調(diào)節(jié)時(shí)間為1.6 s，較為迅速。均流具體實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如表1所示，負(fù)載總電流I變化范圍為0.94～5.55 A，均流比例為1：1，均流精度均小于1.3%，輸出電壓Uo=8±0.01 V，調(diào)整率小于0.3%。

表1 均流電流I1:I2=1：1實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)

其中均流精度計(jì)算公式為：

(8)

其中：k為主從模塊負(fù)載電流比例。

在均流實(shí)驗(yàn)中，也進(jìn)行了電流比0.5到2任意比的并聯(lián)測(cè)量實(shí)驗(yàn)，表2為電流比為2的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，負(fù)載總電流從1.5～5.1 A范圍內(nèi)變化，負(fù)載電流均流精度均低于1.5%。從表3可知，該系統(tǒng)在電流比0.5～2范圍內(nèi)都有較高的均流精度，最大均流誤差小于1.5%。

表2 均流電流I1:I2=2：1實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)

實(shí)驗(yàn)過程中進(jìn)行了100次電路上電啟動(dòng)，啟動(dòng)測(cè)試雙向DC-DC電路參數(shù)從0 A到滿載5 A，均流電流比例0.5～2，測(cè)試過程中均未出現(xiàn)電路故障現(xiàn)象，電源輸入電流平穩(wěn)上升，未出現(xiàn)瞬態(tài)電流過大拉低輸入電源電壓現(xiàn)象，證明本系統(tǒng)穩(wěn)定性良好。

表3 均流比例k=0.5～2實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)

本系統(tǒng)不足之處在于系統(tǒng)數(shù)字信號(hào)控制器DSPIC30F4011的32 MHz主頻偏低，使得PWM調(diào)節(jié)精度較低,10位ADC采樣模塊精度較低，最終均流調(diào)節(jié)精度不高。若改進(jìn)使用更高主頻的DSC和外接更高采樣位數(shù)的ADC芯片，可大幅度提高其電流調(diào)節(jié)精度。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文提出了一種電源模塊數(shù)字主從控制法的改進(jìn)算法，并設(shè)計(jì)了基于該算法的并聯(lián)雙向直流電源。該算法的創(chuàng)新之處在于降低并聯(lián)電源主從控制中主模塊出現(xiàn)故障和系統(tǒng)癱瘓的概率。試驗(yàn)結(jié)果表明了限制主模塊最大輸出電流、電路啟動(dòng)時(shí)主模塊采用軟啟動(dòng)控制等技術(shù)對(duì)于改善在穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)過程的均流效果都較為有效。但其算法需要在主從模塊初始狀態(tài)不匹配程度較小的情況下才能實(shí)現(xiàn)，且需要保證主從電路參數(shù)差異不大。基于此算法的系統(tǒng)設(shè)計(jì)穩(wěn)定，均流精度高，可應(yīng)用在汽車照明、功率放大等低壓大電流的系統(tǒng)中。